1 导言
跟着现代通讯范畴中技能发展的日新月异，整机体系对模数转化提出了更高的要求。例如软件无线电体系，其间的关键问题便是模数转化电路的高速（即高转化速率或高采样频率）、高分辨率（即高转化位数）等功能要求的完结 。在高速范畴，现有的模数转化以并行转化为主，可是因为其电路规划跟着分辨率的进步而呈指数式的增加（即2N -1，N为转化位数）以及由2N-1 个比较器的亚稳态 和失配而引起的闪耀码所形成的输出不稳定，很难完结8位以上的高分辨率，而且功耗和体积较大，难以满意实践使用的要求 。针对并行模数转化的约束，本文提出了一种选用分段量化和比特滑动技能的流水并行式模数转化电路，较好地结合了并行式和逐次迫临比较式两种模数转化各自的利益，在确保高速作业的一起，可完结并行式难以完结的8位以上的高分辨率模数转化，而且比现有的流水并行式模数转化电路更进一步简化结构、削减寄存器数量、下降功耗，更有利于集成化。
假定对恣意波形信号在某一时刻采样值 A0进行n位的二进制量化成果为： D1D2…Dn ，则A0能够表明为：A0=VR（D1+D-2+…+2-（n-1）Dn）+δn（1）其间，是A0通过 n位二进制量化后的量化差错，D1 是A0与VR相比较的成果： D1=1 A0VR0A0VR将其恰当变形后可得：A0=VRD1+VR（2-1+…+2-（n-1）Dn）+δn（2）
将（2）式中的2-1D 2移至等式的左面，然后等式两头一起乘以2得：重复上述进程可得： A1=2（A0-VRD1）=VRD2+VR（2-1D3+…+2-（n-2）Dn）+22+δn（3）重复上述进程可得：A1=2（A0-VRD1）=VRD2+VR（2-1D4+…+2-（n-3）Dn）+22δnAn=2（An-1-VRDN）=2nδn（4）
其间，Di+1 是Ai与VR相比较的成果：Di+1=1AVR0AVR i=0，1，n-1（5）Ai+1=2（Ai-VRDi+1）（6）现再假定对A0进行 k位的二进制量化（2≤k？？？？？？ A0=VR（d1+2-1d2+…+2-（n-1）dk）+δk（7）
其间，δk是A0通过 k位二进制量化后的量化差错，重复上述进程可得：A1=2（A0-VRD1）=VRD2+VR（2-1D4+…+2-（n-2）dk）+2δkAk=2（Ak-1-VRDN）=2kδk（8）
其间，di+1是与 VR相比较的成果（i=0，1，…， k-1。）。然后再设对Ak进行n -k位的二进制量化的成果为：dk+ 1dk+2…d n，则Ak又能够表明为： Ak=VR（d=+1+2-1dk+2+…+2-（n-2）dn）+δn
其间，是通过n-k位二进制量化后的量化差错，重复上述进程可得：
Ak+1=2（Ak–VRdk+1）=VRD2+VR（2-1D4+…+2-（n-2）dk）+2δnAn=2（An-1-VRdn）=2（n-k） δn
其间，di+1 是与VR相比较的成果（i=k ，k+1…，n-1。）。
由（2）、（7）两式可得，D 1和d1都是A0 与VR相比较的成果，因而有：d 1=D1。再由（3）、（8）两式可得：。如此一向递推下去，最终可得：d2= D2，，…，dn=D n，，。这样就证明了对恣意波形信号电压A 0进行一次n位二进制量化和i次分段 ni位二进制量化（∑ni=n）是等效的，而且，其模仿余量A n也能够用于扩展模数转化的量化比特数（即进步转化的分辨率）。 因而，完全能够将模仿信号先通过位数较少的模数转化电路进行粗转化，然后将其模仿余量再送入多位高速并行模数转化电路进行高速、高分辨率的模数转化。
现有流水并行式模数转化便是将推迟逐次比较式A/D转化电路在时刻上的串行作业转化为单个模块的流水式串行作业，对输入信号进行粗转化，然后再选用多位高速并行模数转化电路对粗转化的模仿余量进行高速、高分辨率的模数转化。
在12位流水并行式模数转化电路 中，转化时刻为：
t31c=t1c=t3ctCA+tSH（9）而与位数 n无关。其间，t31C是整个模数转化电路的转化时刻，t1C是8位并行模数转化电路的转化时刻，t3C是流水式电路的转化时刻， tCA是流水式电路的比较单元CA的推迟时刻， tSH是流水式电路的采样坚持单元SH的采样坚持时刻。这种模数转化电路因为遭到tCA和tSH 的约束，转化速率难以进一步进步。
为了进步转化速率，就得设法削减t CA 或tSH，本文提出一种比特滑动流水并行模数转化办法，将 12位流水并行式模数转化电路中的采样坚持单元悉数省去， 然后在CA1之前加上一个采样坚持单元SH，而且采样坚持单元SH及各个比较单元CA 1～CAn内部均选用超高速器材，其转化原理如图1所示。只需所规划的比较单元CA1～CAn 和采样坚持单元SH满意以下条件：
tCA＜1/n*tSH（10）
则CA1～CAn 就能在SH坚持时刻内快速完结n位逐次比较。因而，转化时刻变为：
T31C=T1C=T3CTSH（11）
而在tSH时刻内与 tCA无关，然后能够进步转化速率，而且节省了器材、削减了电路规划和功耗。至于n的巨细可依据转化速度和分辨率的要求、比较单元和采样坚持单元的推迟时刻和器材本钱等实践使用因从来设定，因而称之为比特滑动。
比特滑动流水并行式模数转化办法的转化进程是，首先将输入的模仿电压Vi通过SH采样坚持为 A0，然后通过CA1～CAn 逐级比较，得到n位数字转化成果，并送锁存器DL，在时钟操控下一起输出D1～Dn 。最终，输出模仿余量An到m位并行AD 转化器，继续进行转化，并在时钟操控下输出m位数字输出 Dn+1～Dn +m，然后完结n+m位高速高分辨率模数转化。
选用如上所述原理，规划了一个4位比特滑动流水模数转化电路，并进行了PSPICE仿真。其仿真电路体系如图2所示。其间，比较单元CA由比较器MAX908和运算放大器AD8055组成，其内部电路结构如图3所示， tCA到达8ns；采样坚持单元SH由模仿开关MAX4614和运算放大器AD8055 组成，其内部电路结构如图4所示，tSH 到达100ns，是能克服美国AD公司采样坚持电路AD585缺点且功能优于AD585的新结构SH电路，新SH电路的捕捉时刻t AC=40ns、孔径时刻tAP=10ns。以上这些都满意（10）式的要求，因而，依据（11）式转化时刻 t3C可取100ns。
4位比特滑动流水模数转化电路的时域仿真成果如图5所示。其间，VI 为信号发生器输出的2.5MHz正弦信号；AO 为采样坚持单元SH的输出，因为选用了新结构，速度进步，开关走漏减小，坚持电压的下跌改变率减小，精度进步； VO为4 位数模转化器的模仿输出。图5的仿真成果表明，本文提出的比特滑动流水模数转化电路作业正常，线性化程度较好，只需依照图1所示电路接入m位并行AD转化器（ t1C为50ns），就能构成4+m位模数转化器。
责任编辑：gt
