（原文来历：微计算机信息，作者：张耀文，许泽明，杨先凤）
1 引 言
随 着 MOS 器材使用的广泛， 依据CMOS 电路结构的电流反应运算扩大器 （CFOA）因为理论上有无约束的转化速率和闭环作业时具有与增益无关的带宽，在 高速A/D 和D/A 转化器，高速数据收集、传感器、电源、视频、射频等高频高速电 子系统中被广泛选用。CFOA 与传统的VFOA 比较具有许多长处，最主要的特 点是CFOA 的输入级扔掉了差动电路，而选用互补跟从电路，进步了输入级转化速 率；一起其闭环带宽与增益无关，不存在增益带宽积的约束。但电源电压大部分都 大于±1.5V，功耗比较大，但这一情况会跟着CMOS 工艺的老练而得到解决，尽可 能地下降电路的电压和功耗是模仿集成电路的发展趋势，现已遭到国际上的广泛重视。
文献中电路单位增益带宽比较低，又因为电压形式的带宽增益积为常数， 因而在处理高频信号时，增益会变的很低。别的文献中转化速率也很低，不 合适处理高速信号。中电路达到了很小的功耗，但其它的功用还有改进的地步。 本文在它们的基础上，规划了一种依据改进型第二代电流传输器（Second-generation Current Conveyor，简称CCⅡ）的CFOA.通过仿真可知，大部分的目标都有了必定 程度的改进。
2 扩大器的规划
图 1 为本文规划的电路结构，M1、M2、M3、M4 构成输入缓冲级。Z 是高阻抗输出端。假设在反相端发生电流I1-I2=In，则此电流通过由M1—M8、M28—Ｍ２9 组 成的电流镜传输到Z 端，然后转化成电压进行下一级扩大。设开环跨阻增益为Z （ jf ）， 则：
并在电路中选用MOS 管M15—Ｍ１8 完结的串联电阻与电容Ｃ1 和M19 构成的电容 进行相位补偿，并消除C1 和M19 电容带来的低频零点 。明显，从反向输入 端到Z 端，中心线性传输的物理量是电流，并且电流改变的幅值在理论上没有约束， 这便是CFOA 能取得高速特性的根本原因。
3 电路剖析
3.1 输入级剖析
在图 1 电路中，由M1—M8 和M28-M29 组成电路的输入级，V+端是同相输入 端，具有高输入阻抗。Ｖ -端是反相输入端，具有低输入阻抗，一起M3、M4 的推挽 结构也构成低输出阻抗，便于信号电流的流进或流出。M1、M2、M3 和M4 的互补 结构迫使Ｖ -跟从V+ ，反相输入端的电流In=I1-I2 ，其间I1、I2 别离为M3、M4 MOS 管的源极电流，当反相输入端信号电流为零时，I1=I2 。M20－M27 输入级供给1μA 的偏置电流。当同相端V+输入正极性信号时，反相端的输出电流由M3 供给；当 同相端V+输入负极性信号时，反相端的输入电流由M4 管供给。全电路的差模跨导增益为：
共模跨导增益为：
由公式（2）和（3）可得到：
在等式中gm 代表M3 的跨导， R 为M1 的源极电阻， r 代表M3 源极电阻。
3.2 输出级剖析
CFOA 的电平搬运级中，M11、M12 完结电平搬运的功用，还有一个效果是阻隔 输出级与中心扩大级，防止输出级影响中心扩大级。CMOS 互补扩大器作为输出级， 具有较大的电压增益，但有一个缺陷，输出阻抗太大，导致带负载才能较差。本文规划的输出级选用电阻反应，用来减小输出电阻，改进其驱动功用。
输出级的电压增益为：
互补输出级通过密勒等效后的小信号电路如图2 所示。等效后的小信号电路如图3 所示。设K=Vout13 Vout11 ，依据密勒定理，可得到：
求输出阻抗时是在输入短路的情况下求得所以很明显， K 值无穷大， 由 R2 = R × K/ K？1得R2 = R ，故输出阻抗R0 = rds13 // rds14 // R。可见，加反应后的输出电阻减小 了许多，仿真成果也证明了这一点。
3.3 电路补偿原理剖析
电容Cz 和电阻Rz 串联可进行电路的补偿。其补偿原理如图3 所示。由上图列 出节点方程并解方程，假如1 gm2 《《 R1， R2，两个极点离的较远，最终解出零点为：
由（10）能够看出，当RZ = 1/gm2 ，零点消去，进步了电路的安稳性。假如RZ 稍大于1/gm2 ，则零点从S 平面的右半平面移到左半平面，也可进步电路的安稳性。
因为在微电子工艺中电阻或许电容过大会占用很大的面积，故图3 中的电阻RZ 用M15-M16 来完结，M19 起到电容的效果。静态时，M15，M16 中无电流．依据小 信号等效电路，可求得漏源端的等效电阻为RZ = 1/gm，这儿gm 为M15－Ｍ１6 的跨 导，因而，当M15－M16 的跨导规划合理时能够起到电阻RZ 的效果。别的MOS 管M17-M18 也起到和M15-M16 相同的效果，M19 和M17-M18 对电路进行补偿。
4.原理剖析与仿真
4.1 开环仿真成果
在图 1 中，M9、M10 构成运放第二增益级，其小信号增益为：
在PSPICE 下使用BSM3 0.5um CMOS 工艺参数，负载电容CL=20pＦ，得到该电路的差模 开环增益为84.2dＢ，单位增益带宽为676MHz，相位裕度为60°， 明显电路满意安稳性要求。 而文献中的单位增益带宽别离为1MHZ、2.2MHZ，文献中的CFOA 单位增益带 宽为79.5MHZ，可看出电路单位增益带宽有极大的进步。
4．2 闭环特性剖析与仿真
本文所规划的 CFOA 电路的沟通小信号等效电路如图4。榜首级是输入级，选用CCⅡ－。 第二级选用传统的两级运算扩大器。
对图 4 小信号等效电路进行剖析，CT 和RZ 是内部电容电阻；Rf 是反应电阻。则：闭环电压增益的近似函数式为：
得闭环-3dB带宽为：
式（9）和式（10）标明，关于CFOA，其闭环带宽可用反应电阻Rf 调理，闭环增益则可用 R1 进行操控，完结增益与带宽的独立操控。
用 PSPICE 剖析其反向闭环特性，当固定R f =100K， R1别离取1K、10K、100K时，反 相闭环增益别离为40dB、20dB、 0dB，同相闭环增益与此相似。阐明电路规划合理，体 现了CFOA 增益设置关系不大的带宽。
5 定论
本文的低压低功耗 CFOA，它在只需1V 电源电压情况下，仅发生0.7mW 功耗，84.2dB 的开环增益，62°的相位裕度，高达138dB 的共模抑制比， -0.85V～0.97V 的输出电压规模。 因为电源电压只要1V，使得功耗较小，这对便携式设备和需求较小电压的场合的使用极为 有利。本文作者立异点：使用MOS 管完结串联电阻以消除补偿电容带来的低频零点，通过高 输出阻抗镜像电流镜增大了电路的增益，并用共源共栅电流源为电路供给偏置电流以减小电 源电压的改变对偏置电流影响。本文的参数以及与文献的比较如下表中所示。
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