导言
移相全桥零电流开关DC/DC变换器是一种适用于大功率开关电源的软开关电路。它具有主电路结构简略，易于完结高频化；变压器的漏感能够归入谐振电路完结功率器材软开关；主电路选用IGBT时，电压应力也很小。因为电路中IGBT的关断是在零电流条件下，能够有用地遏止IGBT因为拖尾电流带来的关断损耗。主电路变压器匝比小则有更简单防止饱满的长处。
1、燃料电池并网体系
本论文研讨的是一个输入电压为100 V，输出±380 V的DC/DC变换器，使用于燃料电池并网发电体系，完结燃料电池输出和并网逆变器输入之间升压功用。体系结构框图如图1所示，其所选用的DC/DC升压设备原理如图2所示。
本文所剖析的电路，经过输入电感储能向输出端供电，相似与Boost电路，因为在发动进程中，输出电压从0开端逐步增大，在发动的一段时间范围内，输入电感一直处于充电状况，电感电流继续增大，终究导致输入电流过流。别的，在输出端也会有相似Boost电路的电压超调现象，使得输出电压过压。因而怎么处理电流型DC/DC变换器发动进程中呈现的输入过流、输出过压问题，成为此种电流型DC/DC变换器能否使用于燃料电池发电体系前端DC/DC变换器的关键技术之一。
2、 电路操控原理
图3所示为主电路IGBT驱动的时序，电路作业原理相似于Boost电路。详细剖析见参阅文献。
为了到达快速调整输出电压、输入电流的意图，在该DC/DC变换器中选用输出电压外环和输入电流内环构成的双环操控体系。参阅电压Vref作为电压外环的给定，电压外环的输出作为电流内环的给定。因为电流内环的效果，使闭环响应速度加速，并有用约束输出电流纹波，操控框图如图4所示。一起，因为电压外环的效果使输出电压有用榨制在后级逆变器所要求的电压值的范围内。
3、 电流型DC/DC变换器发动电路的规划
本文所选用的发动电路结构如图5所示，在输入电感上附加一个耦合线圈。
在电路发动进程中，给原边的四个IGBT加上彻底相同的操控信号，即选用一起注册或一起关断的方法，此刻，电路主变压器被短路，整个电路等效为一个flyback拓扑。为减小桥臂上开关管电压应力，在电感原边装置RCD吸收电路。为约束发动电流增大过快，发动时占空比从O逐步增大。详细的操控逻辑如图6所示，选用三角波和逐步增大的一个电平信号比较得到占空比逐步增大的PWM波形。
在发动作业形式下，电路共分两种作业形式。
3.1 形式l（充电形式）
S1～s4一起注册时作业，其进程如图7所示。
输入电压U4给电感充电，负载经过输出端大电容续流，整流二极管Df上没有电流流过。假定n为输入电感上耦合线圈和原边线圈的比值，则此刻整流二极管Df上反向电压应力为
3.2 形式2（供电形式）
s1～s4一起关断，其作业进程如图8所示。
输入电感上的能量经过耦合在上面的副边线圈和整流二极管Df向负载端开释，并给输出的大电容充电。此刻原边开关管的电压应力为
因为发动进程可彻底等效成一个反激电路，发动进程的最大输出电压理论上等于占空比最大时输出的电压，即
当发动电路的占空比到达最大值时，切换到正常作业形式，因为输出电容现已被充电到一个预订值，因而，切换进程中输入电感不过流。
4、 试验波形
电路试验条件如下：输入电压：DC 90V，两路输出电压：380V，两路负载各180Ω，发动形式下两路输出各带死负载500Ω。
图9中桥臂1的波形和理论剖析的波形共同。
由图10可得，输入电流为20A。
输出电压为380V，而单路输出电压的纹波为2V，相当于单路输出电压380V的0.5％。
图11为由发动形式切换到正常作业相移形式时的单路输出电压波形。由图11可见，输出电压在切换时的超调量约为30V，基本处理了电流型全桥相移DC/DC变换器发动进程中电压超调的问题。
图12所示为发动时4个开关管之一上的电压波形，此刻电压波形为处于切换前的电压波形，等效的flyback作业占空比现已从O升高到约为0.5。
图13所示为发动时输入电流波形。由图13可见，输入电流波形和反激电路flyback作业时输入电流波形是共同的。
切换至相移作业形式时后（两路输出各带500Ω死负载）输入电流波形如图 14所示。
5、 结语
ZCS全桥相移DC/DC变换器具有以下长处：变压器原边功率器材IGBT完结零电流关断，有用减小了开关损耗，提高了功率。
经过一个在输入电感上耦合上一个线圈于输出端相衔接能够完结电路的软发动，遏止了传统电流型电路发动时分的过流和过压问题。
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