零漂移精细运算扩大器是专为由于差分电压小而要求高输出精度的运用规划的专用运算扩大器。它们不只具有低输入失调电压，还具有高共模按捺比（CMRR）、高电源按捺比（PSRR）、高开环增益和在宽温度及时刻规模的低漂移（见表1）。这些特征使其十分适用于比如低边电流检测和传感器接口、特别是具有十分小的差分信号的运用。
表1. 影响运算扩大器准确度和精细度的要害参数。
虽然零漂移运算扩大器制作商有时宣称这些器材没有混叠效应，但实践上它们或许简略呈现混叠，由于这些器材运用采样来最小化输入失调电压。因而，规划人员应测验其运算扩大器电路的混叠效应。
经证明运用频谱或网络分析器的传统办法检测混叠是不行的，因而主张规划人员运用一种丈量技能，将输入扫过一个频率规模，并在示波器上调查运算扩大器的输出。本文将这种测验办法运用于不同的运算扩大器，以调查不同的零漂移运算扩大器在混叠方面的差异。测验的器材包含安森美半导体和竞赛对手的主动调零和斩波安稳类型。
本文首要论述了输入失调电压对运算扩大器功用的影响，以及零漂移、斩波安稳运算扩大器与通用运算扩大器在功用上的差异。接下来描绘斩波安稳运算扩大器的运转，以及当输入信号挨近或超越运放偏移校对频率时，这些扩大器中产生的采样怎么导致混叠。斩波安稳结构并不是施行零漂移运算扩大器的仅有办法，并且将斩波安稳结构与另一种称为主动调零的零漂移结构进行了比较。
在给出了各种运算扩大器的混叠丈量后，本文解说了奈奎斯特采样（Nyquist sampling）理论怎么确认无混叠的答应输入频率规模，以及怎么运用简略的低通滤波器来防止混叠。本文后边的章节阐释了零漂移运算扩大器中运放输入失调电压与其他参数如瞬态呼应、发动时刻、轨对轨运转、低频噪声和输入电流之间的联系。最终，阐释了SPICE模型不能解说像混叠这样的零漂移效应。
为何输入失调电压很重要？
失调电压是约束能牢靠捕获的最小信号的参数之一。这界说了低动态规模等级。
输入失调电压是一切运算扩大器的要害参数。在数据表中，它一般被称为VOS或VIO。它是IN+和IN-端子之间固有的差分电压，衡量输入对匹配程度。关于抱负运算扩大器，在闭环体系中VIN+ = VIN-。在实践国际中，由于输入失调电压的影响，VIN-不会等于VIN+。
虽然有一些硅级规划技能能够用来改进输入对匹配，可是制作工艺是产生输入失调电压的首要因素。半导体材猜中的缺陷导致输入引脚之间的内部电压差。制作工艺引起的不同类型的缺陷会产生不同的温度系数。
器材间的这差异会导致特定器材的漂移（不同温度下的输入失调电压漂移）高于或低于数据表上的典型值。此外，漂移系数随温度的改变或许是正的，也或许是负的。这使得很难简略地校准运用中的输入失调电压。在某些情况下，减小传统线性运算扩大器中的偏移或漂移会导致功耗的丢失。
输入失调电压乘以增益并加到输出电压中，本质上向输出添加差错因子，如图1所示。这个参数在丈量小差分电压时变得至关重要。跟着差分电压的减小，由输入失调电压引起的差错增大。
Closed Loop Gain：闭环增益
Noise Gain：噪声增益
Error due to Vcc：由Vcc引起的差错
图1. 差分扩大器装备中带有运算扩大器的电流检测。
低失调电压至关重要，由于输入失调电压被噪声增益扩大，在输出端产生偏移差错。
在图1所示的差分扩大电路中，输出电压是信号增益项和噪声增益项之和：
作为内部运放参数，输入失调电压与噪声增益而不是信号增益相乘。这将导致输出偏移差错。
尽量减小这种偏移量的一种精细扩大器，运用多种技能来下降输入失调电压。关于零漂移扩大器，这特别适用于低频和直流信号。表2比较了常用的通用运算扩大器与斩波安稳的零漂移扩大器的最大输入偏移量。
表2. 比较常用的通用运算扩大器与斩波安稳零漂移运算扩大器的最大失调电压。
零漂移运算扩大器的构成？
精细运放能够完成“零漂移”失调电压，跟着温度和时刻的改变，经过多种技能坚持低输入失调电压。扩大器可完成这的办法之一是运用一种定时丈量输入失调电压并校对输出端偏移量的规划技能。这种结构称为斩波安稳结构。
与一切工程解决计划相同，零漂移运算扩大器也有其局限性。一个不太显着的原因是斩波安稳扩大器的内部电路包含钟控体系。安森美半导体的NCS333［4］和NCS21911［3］ 中所用的斩波安稳结构的简化框如图2所示。
虽然有些人或许会以为，这种类型的斩波是一个实时体系，但实践标明，它简略遭到经典采样体系的混叠或外差问题的影响。斩波安稳运算扩大器的首要伪像产生在信号挨近斩波器的时钟频率时。本文运用了混叠这个词，但所含的问题称为外差或许更为恰当。
Chopper-Stabilized Amplifier： 斩波安稳扩大器High frequency path： 高频途径
Main amp： 主扩大器Low frequency path： 低频途径Chopper：斩波
Nulling amp：稳零扩大器RC notch filter： RC陷波滤波器
图2. 斩波安稳运算扩大器的简化框图
在图2中，下信号途径是斩波器采样输入失调电压的当地，然后用于校对输出偏移量。此偏移校对频率在扩大器的总带宽内。由于这种结构运用采样法，所以当输入信号频率坚持在相关奈奎斯特（Nyquist）频率以下时，就会体现出最佳功用。
这意味着输入信号频率不只需求在闭环带宽规模内，并且还要在偏移校对频率的一半规模内才干到达最佳功用。这使得斩波器坚持高于Nyquist速率的采样频率，消除了混叠的或许性。当信号频率超越Nyquist频率时，或许在输出端产生混叠。由于运用采样体系，故这是一切斩波器和斩波安稳结构的固有约束。
斩波器安稳的结构得益于具有前馈途径，如图2框图的上信号途径所示，这是一种将增益带宽扩展到采样频率之外的高速信号途径。这不只有助于保存输入信号的高频重量，并且还能进步低频的环路增益。假定运算扩大器的开环增益下降了-20 dB/十年。当单位增益带宽添加时，图也向更高增益方向移动。
在图3中给出了一个比如，当运算扩大器被放入闭环体系时，体系的开环增益添加，进步了体系的闭环精度。这关于低边电流检测和传感器接口运用特别有用，在这些运用中，信号是低频的，差分电压相对较小。
图3. 开环增益随两个斩波安稳扩大器的频率改变而改变。更高带宽的NCS21911显现添加单位增益带宽也怎么添加总开环增益。添加的开环增益进步闭环体系的精度，即便是直流体系。
可是，并不是一切的零漂移扩大器都相同。架构的不同施行或许有不同的成果。即便由于采样的约束，安森美半导体的NCS333和NCS21911系列运算扩大器与其他制作商的竞赛器材比较有最小的混叠，不太简略遭到混叠效应的影响。这是由于安森美半导体的专利计划运用两个级联的、对称的、RC陷波滤波器调谐到斩波频率和它的5次谐波，以削减混叠效应。
另一种零漂移架构被称为“自归零”。图4所示的自归零架构的框图类似于斩波安稳架构，但完成办法不同。自归零架构有主扩大器和稳零扩大器。此办法还运用时钟体系。
在第一阶段，开关电容坚持前一相位在稳零扩大器输出的偏移差错。在第二阶段中，运用稳零扩大器输出的偏移量来校对主扩大器的偏移量。自归零和斩波安稳扩大器的结构差异导致噪声功用和混叠灵敏度的差异，这将在后边的章节中评论。
Auto-Zero Amplifier： 自归零扩大器High frequency path：高频途径Main amp： 主扩大器
Switch： 开关Nulling amp：稳零扩大器Low frequency path：低频途径
图4. 自归零运放的简化框图
确认零漂移扩大器时钟频率
许多零漂移扩大器数据表不供给关于内部时钟频率的信息。有时，或许在运用部分的阶段中提及。有时，可经过噪声或带宽图中的扰动来辨认所指的时钟频率。因而，取决于用户测验电路是否易受混叠的影响。
这儿共享的办法十分简略：它包含在必定规模的频率扫描扩大器输入到增益带宽乘积，一起调查示波器上的运算扩大器输出。据作者所知，一切已知的零漂移扩大器的内部时钟频率在扩大器的增益带宽内，一般在增益带宽的大约三分之一处。这些扩大器将在小于该频率一半的信号带宽上体现最佳。
发现和测验混叠
一些零漂移扩大器的数据表宣称它们没有混叠。能够假定这些制作商极力丈量任何或许的混叠，但没有发现。安森美半导体在零漂移扩大器的开发中，对竞赛扩大器的初始丈量也证明没有混叠。其时，在竞赛对手器材的输出中没有发现伪时钟。可是，进一步的测验标明，运用简略的依据示波器的丈量技能仍可发现这些器材有混叠。
客户陈述运用一些制作商的零漂移运放的体系呈现问题，一起发现混叠。在这些情况下，一起主题是感兴趣的信号、低频或直流信号在哪里具有叠加的高振幅、高频搅扰或纹波信号。端部体系的成果各不相同，包含闭环体系在不正确条件下安稳和体系无法陈述正确信号。
曩昔发现混叠现象的作业涉及到运用精细的光谱和网络分析体系，这些体系供给了不确认的成果。为了采纳更根本的办法，把示波器连接到扩大器输出以便于直接视觉调查。关于输入鼓励，运用产生器在预期时钟频率处（和视乎需求的其它当地）扫描输入频率，以查看是否能够在输出端产生“拍频”。这种办法很好用，考虑到开始的作业是选用 +1的增益装备，如图5所示，能够说是最线性的运算扩大器装备之一。
SIGNAL GENERATOR： 信号产生器OSCILLOSCOPE： 示波器
图5. 检测混叠的测验电路是个简略的单位增益缓冲器。该技能的本质是在示波器查看器材输出。频谱和网络分析仪好像并不总是检测与零漂移扩大器内部作业相关的信号。
为这测验挑选的第一个运算扩大器是安森美半导体的NCS325自归零技能扩大器，而不是像测验的其他器材的斩波安稳扩大器。从理论上讲，自归零结构将比斩波安稳型呈现更显着的混叠效应，这使得验证测验成为一种便利的首选。图6描绘了NCS325的混叠。丈量了解的扩大器第一次使验证这些测验很简略，由于时钟频率是已知的。
图6. 对第一个扩大器的混叠输出进行了测验，安森美半导体的NCS325用于一个简略的
+1V/V缓冲器中。上面的蓝线是输入信号，下面的橙线是在扩大器输出处看到的混叠。
在这一点上，重要的是要记住，混叠不是采样扩大器的缺陷，而是一种行为。对这种行为的了解，以及怎么防止这种行为，能够使零漂移扩大器作业在最佳状况。
在查看NCS325之后，接下来对安森美半导体的斩波安稳扩大器NCS333进行测验。这儿产生了一个风趣的成果，或许发现在两倍时钟频率处呈现仅有显着的混叠。这标明履行该测验以发现混叠或许需求在扩大器的整个带宽内进行扫描以检测这些信号。图7描绘了NCS333的混叠信号。
图7. NCS333斩波安稳型零漂移运算扩大器的混叠。这种混叠现象估计会产生在时钟频率邻近，但咱们却没有发现混叠。但在时钟频率的二次谐波中的确呈现了混叠现象。
咱们对竞赛对手的零漂移斩波安稳扩大器也进行了混叠测验。该盛行的扩大器数据表标明它没有混叠。可是，图8描绘了在内部时钟的根本频率上的混叠。关于这种扩大器，曾经选用频谱和网络分析器进行的广泛测验无法发现时钟或其频率的痕迹。
图8. 竞赛对手的斩波安稳型零漂移运算扩大器的混叠。
该5V，350千赫带宽运算扩大器的数据表宣称没有混叠。
相同，带宽2 MHz的NCS21911精细运算扩大器在输入信号为500 kHz，增益约为G=-1V/V时显现有混叠，如图9所示。
图9. 36V、2 MHz的精细扩大器NCS21911的混叠。混叠依然操控在500千赫处。居中的蓝线是输入信号，较大的紫红线是扩大器输出，显现有混叠。
但在相同条件下与其他制作商的对应产品比较，NCS21911的混叠得到了较好的操控，如图10所示。
图10. 竞赛对手的36 V，2 MHz精细扩大器的混叠在相同的
500 kHz信号频率下的输出体现出更不安稳的行为。居中的蓝线是输入信号，较大的紫红线是扩大器输出，显现有混叠。
另一示例显现在NCS21911和竞赛对手的2MHz斩波安稳精细运算扩大器的比较中。NCS21911显现单位增益缓冲电路中1MHz至2MHz规模内的最小混叠，如图11所示。比较之下，竞赛对手的器材在1 MHz处体现正常，在1.5 MHz处体现出有混叠，以及在2 MHz（连同带宽）时的混叠削减，如图12所示。
图11. NCS21911在单位增益电路中在1 MHz（顶部）、1.5 MHz（中心）和2 MHz（底部）处具有小信号，混叠最小。
图12 。 竞赛对手的2 MHz斩波安稳型精细运算扩大器在1兆赫（顶部），1.5兆赫（中心），和2兆赫（底部） 有小信号。混叠（符号为蓝色）在1.5兆赫很显着，并跟着输入信号添加到2兆赫而减小。还请留意竞赛对手器材的较低带宽，如底部波形所示。
并非每个斩波安稳扩大器都是相同的。因而在整个作业频率规模内测验每个器材至关重要。
易混叠的体系
当感兴趣的信号伴跟着杂散信号的高频耦合或大的高频纹波时，体系简略呈现混叠。成果或许仅包含传递不正确或有噪音的值，或操控回路落在不正确的作业点上。
依据Nyquist采样定理，零漂移时钟应至少是感兴趣信号的最大频率重量的两倍。换句话说，输入信号的最大频率应该小于或等于扩大器内部时钟的一半。
怎么恪守Nyquist采样理论？确认信号频率的上限（fin 《 fCLOCK/2）很简略，但杂散信号、噪声或纹波的拾取或许包含高于Nyquist频率的频率。然后，这些频率或许混入恰当的频率规模，然后导致过错或不正确的读数。
为了保证输入信号的频率成分被约束到可用的频率规模，能够在扩大器之前添加低通滤波器。此滤波器用作抗混叠滤波器。经过衰减较高频率（超出Nyquist频率），削减或消除混叠效应。
在扩大器输入之前，抗混叠滤波有必要是纯模仿滤波。一般一个简略的RC滤波器就足够了，如图13所示。无需杂乱的滤波器架构。不要将扩大器装备为有源滤波器电路中滤波器的一部分。
图13. 抗混叠滤波器能够像两段RC滤波器相同简略。
滤波器有必要置于扩大器输入的前面。
级联零漂移扩大器也或许带来危险，由于多个时钟频率或许相互作用并导致混叠。
瞬态呼应考量
由于斩波器通道结构选用依据时刻的采样办法，使得零漂移扩大器完成较低的偏移量具有必定的时刻特性，这就意味着偏移校对不会当即产生。在扩大器输入的大的动态步，或许更糟的是，输入过载能够创造条件，使环路将需求时刻来重建低偏移量。这本质上影响了安稳的时刻和行为。
运用较高的时钟频率已完成了相对快速的康复和安稳时刻；可是，这些参数一般为几十微秒或对零漂移扩大器更高。一般情况下，这是由于规划权衡。在晶体管级扩大器规划中，挑选更快的安稳时刻会导致更高的失调电压。一般，较低的输入失调电压标准具有较高的优先级。
导通时刻和强固的规划
由于零漂移扩大器含相当多的逻辑电路，因而它们也包含一些在发动和电源毛病（如停电）期间保证特定行为的办法也就家常便饭了。当第一次发动一个偏置校对扩大器，在很短的时刻内输出将反映未经校对的偏移量。一旦电源电压到达电源复位（POR）电路设定的跳闸点，偏置校对机制需求几个时钟周期，直到扩大器的输出到达指定的失调电压限值停止。
一般，从整个体系的视点来看，扩大器发动时刻并不是个要害项，由于它一般在整个体系的发动时刻内。这或许是许多运放制作商没有在他们的零漂移扩大器数据表中显现这个参数的原因。应该留意的是，发动时刻也取决于扩大器的装备增益-更大的增益可添加全体发动时刻。
在十分要害的体系中，应考虑这样一个现实，即线性扩大器简略地消除了这些紊乱，供给更强固的发动功用。一些精细运算扩大器运用TRIM而不是斩波安稳型或自归零结构来完成低失调电压。这选用扩大器省去了任何时钟体系。这在许多规划如大型工业断路器中是个要害的考量。折中之处在于，这些微调线性扩大器不必定到达零漂移扩大器相同的超低输入失调电压功用。改进轨对轨功用的零漂移效应
轨对轨输入运算扩大器运用两个输入对完成加宽共模输入电压规模。PMOS对可用作较低输入电压区域的输入级，而NMOS对可用于较高输入电压区域。每个输入对具有其自己相应的输入失调电压。当共模电压从一个区域移动到另一个区域时，一般存在穿插区域，其间失调电压从一个区域跳动到下一个区域。
与非零漂移扩大器比较，零漂移运算扩大器中的轨对轨输入功用带来了显着的优点，显着地下降了PMOS和NMOS输入对之间的输入级穿插区域的影响。挨近共模输入电压极限的失调电压和失调电压漂移功用是极佳的，因而零漂移扩大器也常用于高边电流检测等运用。
零漂移对低频噪声的影响
零漂移斩波安稳型扩大器特别适合在较低频率下进行准确、高增益扩大。一般，它们不体现出线性运放的较高带宽，它们的时钟频率的方位为信号保真度确立了一个有用的频率约束，如在关于混叠的章节中所述。这使得在低频的功用特别重要，并且斩波安稳型架构经过消除经典的线性运放1/f输入电压噪声，进一步有助于低频可用性（见图14）。
许多高增益传感器运用处于低频，使得零漂移扩大器成为这一功用的自然挑选。虽然这儿运用了术语“低频”，可是这些扩大器一般供给高达100 kHz的优异功用。
与电压噪声相同，斩波安稳也消除了1/f电流噪声。但由于输入开关的电荷注入，斩波安稳型扩大器显现出斩波中更大的输入电流噪声。这添加的电流下降了输入阻抗可导致噪声等于或超越电压噪声水平的水平。以NCS333为例，62-NV/√Hz输入电压噪声在1 kHz下，当输入阻抗大于177 kΩ时，350-fA/√Hz输入电流噪声将导致噪声超越输入电压噪声。
比较之下，零漂移自归零扩大器把噪声降到基带。与斩波安稳型结构比较，这给自归零结构带来了在输入信号处于直流或低频时的一个缺陷。
零漂移对输入电流的影响
由于斩波安稳技能，一切的零漂移扩大器都存在输入电流尖峰。这些电流尖峰是由电荷注入和时钟馈通引起的。输入电流在IIB标准中被均匀，但输入偏置电流不是真实稳定的。实践上，输入电流尖峰跟着时钟频率周期性地呈现。
当输入电流流过输入电阻时，这会导致输入电压尖峰，使增益倍增。为了最小化电压尖峰，不引荐运用十分大的输入电阻值。输入电流尖峰也能够用一个简略的低通RC滤波器滤除，如图13所示。滤波器频率应设置在斩波采样率以下。
此外，输入电流尖峰使零漂移扩大器不适用于丈量输入电流的跨阻抗扩大器。
SPICE模型中零漂移效应的缺失
SPICE仿真不供给对零漂移扩大器行为（如混叠）的任何了解。零漂移扩大器的一切SPICE模型是接连时刻模型。它们被规划成尽或许挨近运算扩大器的线性功用。斩波器未建模。它们是接连的时刻，由于钟控和采样的体系仿真得更慢。
总结
零漂移扩大器供给超卓的DC和低频功用。增益带宽积是用于确认零漂移扩大器电路实践带宽的不甚抱负的标准，特别是由于它们的内部时钟在这带宽内。完成最佳功用需求了解不总是可用的内部时钟频率，但有时其他头绪和测验将显现出来。
