一种用于驱动高边功率开关的电荷泵电路

任  立  张国俊 （电子科技大学 电子薄膜与集成器材国家重点实验室，四川 成都  610054）

摘  要：提出了一种新式的电荷泵电路规划，该规划使用电容电压不能骤变的原理，规划了一种能够用来驱动 高边功率开关管栅极电压的电荷泵结构。选用该结构后的高边功率管的栅极电压，能够在操控信号敞开后很短 的时刻内，将栅极电压敏捷抬升至电源电压以上，保证功率开关管能够正常导通。通过调整输入方波的频率， 该结构的电压抬升时刻能够依据不同的工艺水平和作业环境进行调整，本文也整理了不同的输入频率和抬升时 间之间的联系。 

关键词：电荷泵；功率开关；功率集成电路；高边驱动；

0  导言 

高边功率开关是功率集成电路的典型电路之一。它 是将驱动电路、操控电路与维护电路能够集成于一个芯 片中，在必定程度上完成智能化的操控功用，将会大大 下降芯片的规划难度而且进步其功用。而电荷泵电路则 是其间必不可少的重要驱动电路。跟着人们对便携式电 子设备的消费需求越来越高，电子产品的高功用、低功 耗、轻型化等需求使得电源开关相关的芯片功用要求愈 加提高，而对电荷泵电路的功用要求也随之越来越高。 

智能功率开关将操控电路，维护电路，驱动电路以 及一些外围接口与功率开关做成一体化的集成芯片。其 中驱动电路便是本文所提及的电荷泵电路。智能功率开 关分为高边功率开关和低边功率开关，高边与低边的区 别在用作开关作用的MOS 管接在电源端仍是地端。根 据不同的使用环境会挑选不同的功率开关。 

高边功率开关如图1 所示，高压功率管NMOS 起主 要的开关作用，通过电荷泵驱动电路对功率MOS 管的 栅极进行充放电来操控其敞开与关断。 

电荷泵是一种电荷转移的方法进行作业的电路，在本文所研讨的这款芯片中，电荷通过对功率管的栅电 容进行周期性的充电，将栅电压逐步进步到功率管的开 启电压以上，然后保证芯片能够敞开。因为电荷泵会对 栅极进行持续的充电，因而栅极电压会充到电源电压以 上，需求一个钳位电路来约束栅极的最高电压，即电荷 泵电路的输出电压。

1  电荷泵电路的规划布景和根本原理 

1.1 电荷泵电路的规划布景

本文规划的电荷泵电路是使用于一款电源电压作业 规模为4.7~52 V 的高边功率开关电源芯片。本文中取 40 V为例进行规划，为了使得功率开关管在供电电源为 40 V时仍旧能够正常作业，则电荷泵电路需求将驱动电 压抬升至40 V以上。 

1.2 电荷泵电路根本原理 

电荷泵是一种DC/DC 的电压转化电路，在实践应 用中电荷泵能够将输入电压的相位回转即正电压输出为 负电压，或许将输入电压的巨细增大乃至翻倍。电荷泵 的原理是通过对内部电容的周期性的充放电，使用电容 电压不能骤变的原理完成对输入电压巨细和相位的控 制，因而将这种电路称为电荷泵改换器。

电荷泵的根本原理电路如图2所示，该电路的中心 是两个电容、一个反相器和四个开关组成。开关的关 断与敞开由电荷泵前级电路输入的周期改变的方波信 号与反相器操控，且开关状况总是成对呈现。操控信 号在第一个高电平常，S1开关和S2开封闭合、S3开关 和S4开关则会因为反相器而断开，此 时，图2中左面的回路就会导通，输 入电压U1开端对电容C1进行充电，靠 近S1端为正电压；在操控信号为低电 平常，开关状况相反，即S1开关和S2 开关断开、S3开关和S4开封闭合，此 时图2中的左边回路封闭而右侧回路开 启，电容C1向C2放电，电荷就会存储 在电容C2的内部，其两头的电压差值 将会到达U1，且接近开关S3端是正电位，而因为电容C2上极板接地，则输出电压U0的电压 为-U1。由此能够得到与输入电压极性相反的输出电 压。之后下一个周期的方波信号降临，高电平常，S1开 关和S2开关再次闭合、S3开关和S4开关再次断开，输入 电压U1又一次向电容C1进行充电，之后方波低电平， 和之前相同，S1开关和S2开关断开、S3开关和S4开关 闭合，在本来C2中就存储电荷的状况下，C1持续向C2 放电，C2极板的电压就会升高。以此类推，假如操控信 号以高频率方波输入，则通过C1和C2的电压转化能够 在输出端得到持续输出的负电压。 

尽管电荷泵能够完成电压改换，但从原理上能够理 解其输出电压一直处于动态的改变之中，且电容的充放 电进程中会有输出电流，电压转化进程中会呈现能量损 耗。因而规划一个所需的电荷泵电路的结尾就在于战胜 这些要素。

2  电荷泵电路的规划 

通过对原理的剖析以及相关常识的了解，通过多 次测验后，终究得到的图3即为所规划的电荷泵实践电 路图。 

在图3所示的电路中，V_DD为输入电源电压，Vn和Vp 是由电荷泵前级振荡器电路发生的固定频率方波电压， 二者频率相同但相位相差180°， V_logic为操控电压，该电 压为高时电荷泵作业，为低时电荷泵关断，GND为地电 位；图中右侧输出一侧中，Q9即为电荷泵电路驱动的 功率MOS开关管，V_gate为电荷泵输出电压，担任衔接被 驱动功率管的栅极，OUT端为功率管的源极输出电位。

图3中，Q1、Q2、Q3组成电流镜电路，当V_logic为 高电平常，Q1地点的支路导通，为Q2、Q3供给合理的 栅极电压，当Vp为高电平常，Vn为低电平，则NMOS 管Q5导通、Q6关断，此使由Q3、C2、D1、C1、Q5组 成的充电回路导通，对C1和C2电容进行充电，若疏忽 Q3、D1、Q5上的压降，则VDD和GND之间分管电压的 只要C1和C2两个电容，若二者容值持平，则C1右极板 处的电压在充电后会被抬升至0.5 VDD；接下来Vp变为 低电平常，Vn变为高电平，则NMOS管Q6导通、Q5关 断，充电回路关断，一起疏忽Q2电压，则C1左极板电 压被瞬间抬升至V_DD，因为电容电压不能骤变，则C1右 极板处的电压也会被抬升至1.5倍的VDD，完成了电压抬 升的作用。之后Vn、Vp重复导通、关断，逐级抬升C1 右极板处电压。可是因为输出的V_gate端支路上接着由二 极管D3~D8和二极管衔接的NMOS管Q8组成的反偏二 极管链，使得输出处的V_gate电压最高只能比VDD高出固 定数值的电压，进一步抬升时这些反偏二极管就会导 通，使得Vgate处电压不会过高，以保证主功率管的栅极 不会被过高的电压击穿， 一起使得主功率管在正常 作业时处于线性区。因为 存在这样的一个维护电 路，在逐级抬升至比VDD 高出必定数值的电压后， V_gate会安稳在一个电压值 对功率MOS管Q9进行驱 动，关于本文以40 V为例 的状况，所触及的电压值 约为42.5 V。当该电荷泵 电路使用于不同的电路情 况时，所需的终究输出的 安稳电压值也不尽相同， 而这个终究安稳的输出电压和电源电压之间的差值，可 以通过调整二极管链中每个管子的参数或管子的数量而 得到。 

当V_logic电压为低时，则Q1地点支路关断，一起通过 反相器后衔接到NMOS管Q7栅极的电压为高，使得其导通，将V_gate处电压敏捷拉低。

3  仿真成果与剖析 

此电荷泵电路被使用于一款电源电压作业规模为 4.7 ~52 V 的高边功率开关电源芯片，依据0.35 μm的 BCD工艺。本文以40 V电源电压，前级输入的方波频率 0.5 MHz为例，通过Hspice软件进行仿真，得到的仿真 成果如图4所示。 

通过图4的全体仿真波形能够看出，当电荷泵的开 启电压V_logic为高，电路开端作业后，输出电压Vgate敏捷 抬升，在48 μs的时分将电压抬升至高于电源电压40 V 的42.56 V，而且之后根本安稳在这个数值不会更高， 而当敞开电压V_logic关断时，输出电压敏捷拉低，整个电 路进入关断状况，直到V_logic从头拉高，才开端再一次作业。 

以上是3 ms的全体仿真波型，而图5则是60 μs内的 仿真波形，通过扩大能够看出电荷泵输出电压的逐级抬升进程。

能够看出，当输入的敞开电压V_logic高于敞开阈值 后，电荷泵电路开端作业，依据之前的原理图能够看 出，跟着两个相位相反的方波逐步输入，电容不断地 充放电，电路输出端V_gate开端一次次阶梯状升压，在M0 点，即31.08 μs后输出端的电压V_gate到达电源电压40 V，之后持续抬升，终究从发动通过了48.20 μs之后，输出 电压到达了42.69 V并趋于安稳，之后略有抬升但起伏 很小，终究安稳的电压为42.78 V且不会过高，这是由 于二极管D3~D8和二极管衔接的NMOS管Q8组成的反 偏二极管链起到了过压维护的功用。依据以上仿真波形 能够看出，从发动到电压根本安稳共需48~50 μs。 

一起在调试仿真的进程中观察到，电荷泵抬升所需 要的时刻和输入方波的频率具有必定相关性，通过屡次 仿真测验，在电路其他参数坚持不变的状况下，得到前 级输入的方波频率和输出电压抬升时刻之间的联系如表 1所示。能够依据实践工艺水平、作业环境等需求，计 算出前级震动器所能输出的终究频率，依据此表能够得 出对应的输出电压抬升时刻。

4  定论 

本文评论了电荷泵技能的原理，并依据该原理规划 出了一种能够快速抬升输出电压至电源电压以上必定值 的电荷泵电路结构。该电路能够很好得作业于一款依据 0.35 μm、BCD工艺的电源电压作业规模为4.7 V~52 V 的高边功率开关电源芯片。本文规划完成后，通过 Hspice软件进行了相关仿真，印证了该电路规划的正确性。一起因为工艺温度 等条件的不同，实践输入 方波能到达的安稳频率 并不必定，因而本文还总 结了不同输入方波频率 与输出电压抬升时刻之间 的联系。该电路相同能够 适用于其他功率开关驱动 电路。

参考文献: 

[1] CINI C, PALARA S, SERAGNOLI G. A new chip and a new package for higher power[J], IEEE Trans. Consumer Electronics, 1980, 26(2): 54-71. 

[2] WACYK I, AMATO M, RUMENNIK V. A power IC with CMOS analog control[C], IEEE ISSCC, 1986 :16-17. 

[3] OHNO T, MATSUMOTO S, LZUMI K. An intelligent power IC with double buried-oxide layers formed by SIMOX technology[J]. IEEE Trans. on Electron Devices, 1990, 40(11):2074-2079. 

[4] KIM B, KIM C, HAN S, et al. 1.2um Non-epi CMOS Smart Power IC With Four H-bridge Motor Drivers For Portable Applications[C]. IEEE International Symposium on Circuits and Systems, 1996, 633-636. 

[5] 张立, 赵永健. 现代电力电子技能[M]. 北京: 科学出版社, 1992. [6] 尹贤文.一种车用高边智能功率开关电路的研发[J]. 微电子学, 1997, 27(5):334-338. 

[7] BALIGA B J. Evolution and status of smart power technology[C]. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 1992: 19-22. 

[8] ELMOZNINE A, BUXO J, BAFLEUR M, et al. The smart power high-side switch: description of a specific technology, its basic devices, and monitoring circuits[J]. IEEE Trans. on Electron Devices, 1990, 37(4): 1154-1160. 

[9] LATHAM L F. Automotive power integrated circuit processes[C]. Automotive Power Electronics, 1989: 106108. 

[10] SUN J, JIANG F, GUAN L. A New Isolation Technology for Automotive Power-Integrated-Circuit Applications[J]. IEEE Trans. on Electron Devices, 2009, 56(9):2144-2149. 

[11] MURARI B, BERTOTTI F, VIGNOLA G. Smart power ICs technologies and applications[M]. New York, 2002. 

[12] 胡浩.智能功率集成电路中部分模块的研讨[D].成都: 电子科技 大学, 2011, 37-47.

本文来源于科技期刊《电子产品世界》2020年第03期第62页，欢迎您写论文时引证，并注明出处。