在本文中，咱们将查询电动车牵引逆变器选用 SiC 技能的优势。咱们将展现在各种负荷条件下逆变器的能效是怎么进步的，包括从轻负荷到满负荷。运用较高的运转电压与高效的 1200V SiC FET 能够协助下降铜损。还能够进步逆变器开关频率，以对电机绕组输出更抱负的正弦曲线波形和下降电机内的铁损。估计在一切这些要素的影响下，纯电动车的单次充电行进路程将进步 5%-10%，一起，下降的损耗还能简化冷却问题。
简介
近期的新闻标明，纯电动车 (BEV) 的数量增加得比之前的预期要快。这促进轿车制作商（包括现有制作商和新参加的制作商）从头投入到电动车研制中，设法找到最有用的技能来尽或许进步能效、下降体积和分量以及尽或许从贵重的电池组中获益，然后延伸单次充电行进路程。这让 SiC 晶体管敏捷进入电动车的车载充电器和直流转化器中。鉴于牵引逆变器处理 10 倍的功率电平，假如 SiC 晶体管能在该环境中具有相似的优势，则将改写功率半导体格式。为此，SiC 技能需求供给明晰的本钱功能优势，铲除一切必定的妨碍，以完成可付诸制作的牢靠逆变器体系规划。逆变器前所用的升压级无疑要运用 SiC，理由与咱们之前评论车载充电器和直流转化器时给出的理由相同。在本文中，咱们会调查电动车逆变器选用 SiC 技能的首要优势，评论依据 UnitedSiC 技能的几种施行计划。
SiC 技能的首要优势
典型电动车的行进工况，特别是在城市内运用的电动车，会导致逆变器大部分运转寿数内都在轻负荷或中负荷下运转，可是伴有频频的中止和发动。可是规划逆变器时有必要考虑一切最差状况下的应力，如快速加快、爬陡坡和在各种环境温度下运转。图 1 显现的是典型双电平电压源逆变器，可用于驱动内部永磁电机。这是纯电动车的常用装备，其逆变器置于电机邻近。一般，逆变器开关会处于操控下，以便对电机绕组施加 3 相交流电压。这一方针经过依照操控器指令开关电源开关来完成，频率为 4-10kHz，可产生最高 1kHz 的根底交流电频率。总功率电平规模可达 50-250kW，合适电动客车。所用的直流电压取决于电池体系，并且因为运用升压转化器将各种电池电压转化为逆变器所用的固定直流电压，此电压在不久的将来或许会从现在的 300-500V 进步为 600-800V，较高的电压在供给相同的功率时能够下降电流和铜损。
图 1：运用双电平电压源转化器体系结构的电动车牵引逆变器
功率开关的损耗来自开关有电流经过期的导电损耗和开关翻开与封闭时的开关损耗。导电损耗与开关频率无关，可是开关损耗与开关频率成正比。
图 2 标明晰 SiC FET 与硅 IGBT 的特征。在任何给定电流下，ID*VDS 的乘积都能标明给定导电损耗。因此，很简单看出，在选用单极 SiC FET 时，没有选用 IGBT 时会呈现的拐点电压，这关于最高 200A 的一切电流电平都是有利的，在轻负荷和中负荷运转对应的较低电流下特别有利。
图 2：200A SiC FET 和 IGBT 的导电损耗特征
图 3 是合适 750 V 器材的依据低导电损耗 IGBT 与 SiC FET 的逆变器在 400 V 总线 8kHz 下运转时的导电和开关损耗的比较。IGBT 解决计划即便在 8kHz 下的开关损耗也很可观，因此在 25kHz 下就无法有用运用。依据 SiC 的解决计划不只在一切输出水平下都具有较低的导电损耗（在 8kHz 下，损耗会大幅下降），并且还能在较高的逆变器频率下运用（能效很高）。
图 3：依据 1200V IGBT 和 SiC FET 的逆变器，在导电和开关方面的功率损耗比较。在一切状况下都有损耗差异，在 25kHz 下的差异十分大
电动车逆变器不同于传统工业电机驱动的另一个方面是，它需求双向电力传输。在再生制动期间，体系要操控开关，答应这个逆变器充任整流器，而电机充任发电机，然后答应电能流回电池内。SiC FET 可让第三象限导电具有相同低的导电损耗，这意味着能够选用同步整流，以便在此运转形式下也坚持十分低的损耗。在选用 IGBT 时，这是不或许完成的，且反向并联续流二极管处理反向功率流时的损耗较高。
额外电压
现在，有许多电动车逆变器都是依据 750V IGBT 的，逆变器总线电压为 300-500V。为了更高效地处理大功率，1200V 开关答应运用电压为 600-800V 的电池。
表 1 显现了200kW 纯电动车牵引驱动所用的 450A，750V 半桥模块的一些核算数据，驱动依据额外值相同为 750V 的低导电损耗 IGBT 和 UnitedSiC FET。每个开关方位都运用 3 个 IGBT 和 3 个二极管。它们被替换成 6 个堆叠式 SiC FET，每个 SiC FET 的电阻为 5.4mohm，体积不超越本来的一半。事例 1 和 2 显现了 8kHz 下的总导电损耗、开关损耗和总损耗的差异。在 200kW 下，总损耗会折半，而在 50kW 下，总损耗会挨近本来的四分之一。鉴于逆变器大部分时分在轻负荷下运转，这一特色十分有利。请注意，选用 SiC FET 时，导电损耗和开关损耗都比较低，可是在 200kW 下，开关损耗相差近 8 倍。该表还标明，同一个模块还可用于最高 300kW 下，坚持一切 FET 低于 Tj=150C，然后答应将同一个逆变器硬件用于 300kW 的体系。事例 3 标明了一个处理 300kW 的更好办法，便是每个开关选用 8 个 SiC FET，将峰值损耗从 3425W 降为 2666W。
表 1：200kW 电动车逆变器中所用的依据 750V IGBT 与依据 750V SiC FET 的 450A，750V 3 相逆变器模块的运转功率损耗的比较。表的下半部分比较了在 200kW 逆变器中运用的 400A，1200V IGBT 模块与对应的 1200V SiC FET 模块。在一切状况下，咱们都考虑在 90℃ 冷却温度下运用钉状翅片散热器类 3 相模块。在一切状况下，最高结温度都坚持在 150℃ 以下，即便 SiC FET 的额外值为 175℃ 且能接受短时刻到达 200℃ 也是如此。较低的开关损耗能够用于在 25kHz 下运转逆变器，然后进步波形质量，下降铁损。即便在此状况下，也能够看到 SiC FET 解决计划（表 1 事例 4）在一切负荷状况下的损耗都低于 IGBT 解决计划。在输出功率为 200kW 时，IGBT 解决计划在 8kHz 下会耗散 3580W 功率，而 SiC FET 解决计划在 25kHz 下耗散的功率为 2061W。该模块可在 6 个并联 SiC FET 内完成 250kW 输出
假如每个开关仅运用 4 个 SiC FET，则能够用较高损耗为价值完成更低的本钱。这种状况如表 1 事例 5 所示，此刻，损耗依然远低于依据 IGBT 的解决计划。
该表的下半部分比较在运用 1200V 晶体管且运转总线电压为 800V 状况下的损耗。它将每个开关 4 个 IGBT 和 4 个二极管（事例 6）与每个开关 4 个 SiC FET（事例 7、9）的状况进行比照。假如运用 SiC FET，则在 8kHz 下的损耗不到全功率下的一半，而在 50kW 下则为全功率的四分之一。事例 8 标明在每个开关 6 个 SiC FET 的状况下，这个模块怎么简单扩展到 300kW 运转功率。尽管因为开关损耗过高，无法以 25kHz 的频率开关这些 IGBT，可是事例 9 标明晰怎么运用 SiC FET 完成这一频率，一起保持高能效。损耗依然远低于 IGBT 在 8kHz 下运转时的损耗，并且相同地，更陡峭的波形也能够协助下降电机铁损，一起逆变器开关的频率大大超越可听频率规模。请注意，在一切状况下，在相同占板面积下，该模块的功率输出都较高。
极点条件
关于包括电动车逆变器在内的一切电机驱动，一个重要的安全要求是要能够饱尝保护或运转期间的短路。此类短路或许产生在直流总线遍地，从电机绕组到接地的整段电路上或绕组之间。关于半导体开关，这意味着在翻开并产生短路时开关有必要能够饱尝住，直至栅极驱动在 3-5µs 内检测到该短路并封闭开关。此外，在开关现已导电的状况下，也或许产生短路。在任何状况下，开关都有必要能够饱尝此类短路，而不管在此类短路产生时芯片的开始温度有多高，且器材特征不能产生改动，致使运用寿数降级。
图 4 比较了 IGBT、SiC MOSFET 和 SiC FET 的短路耐受时刻 (SCWT) 差异。在短路时，SiC MOSFET 会饱尝极高的峰值电流，这或许会损坏 MOSFET 栅极二极管。能够经过运用较低的栅极电压驱动对此进行办理，它能够下降短路电流，价值是导电损耗十分高。SiC FET（包括堆叠在 SiC JFET 上的 Si MOSFET）在这方面的体现要好得多。峰值饱和电流能够调整，供给所需的短路耐受时刻，而这种调整引起的导电损耗改变十分小。饱和电流由 JFET 设定，因此与对 MOSFET 施加的 VGS 无关。试验标明，SiC FET 能够安全处理 100 屡次重复事情带来的此类应力。此外，即便开始芯片温度到达 200°C，器材也能处理此类短路。
图 4：IGBT、SiC MOSFET 和 SiC FET 的耐短路才能比较，以及处理重复性冲击的才能排名
图 4 中的半导体按份额制作，其间 SiC FET 为芯片体积最小的 100A 器材。SiC JFET 的一个重要优势是能够饱尝短路期间生成的很多热量，它构成 SiC FET 堆叠式共源共栅的根底。芯片巨细不同也解说了运用 SiC FET 为什么能够在给定模块占板面积下下降导通电阻。
依据 SiC 的逆变器的技能办法
最常用的逆变器拓扑结构是图 1 中有名的双电平电压源转化器。与此类逆变器一起运用的开关类型称为硬开关，会在转化期间导致开关两头高压和经过开关的电流堆叠。依据图 3 的成果，规划师能够选用的一个办法是运用快速开关 SiC 器材下降开关损耗和导电损耗，即便频率高达 25kHz 时也是如此。在这种状况下，开关转化产生在高 dV/dts 下。在纯电动车中，与在规范工业驱动中相同，逆变器和电机之间的电线长度长并不是问题。可是，直接对电机绕组运用高 dV/dt 波形或许在阻隔规模中形成大位移电流。能够在逆变器输出端运用滤波器对此进行整流，仅让高 dV/dt 部分变得更滑润，像所谓的 dV/dt 滤波器相同，或运用一整套 sinus 滤波器来滑润波形，供给简直完美的正弦曲线输出。很明显，假如开关频率较高，则滤波会比较简单。估计，削减电流波形中的波纹会让电机的整体能效进步 1-3% 并延伸电机寿数。这种能效优点能够转化成更长的单次充电行进路程或减小电池体积。
另一个办法是让开关保持在 5-8kHz 的低频率，并运转 dV/dt 额外值十分低的器材，例如 8V/ns 以下。在这种状况下，每个循环的开关堆叠损耗或许十分高，可是低频率能够让总功率损耗可控。图 5 显现的是这种状况下运用 SiC FET 的首选技能。堆叠的低压 MOSFET 只是用作启用开关，以保证在发动和短路毛病条件下进入长关运转，可是 SiC JFET 栅极直接开关。这能完成十分低的 dV/dts 和最低损耗。该计划可完成十分超卓的短路处理才能，假如 JFET 栅极到达 +2.5V 而不是 0V，它可将导电损耗进一步下降 15%-20%。为了办理第三象限导电，可将 JFET 与低死区时刻一起运用，也可仅在死区时刻内增加小 JBS 二极管以承载续流电流。图 5 右侧的图显现的 SiC JFET 的第三象限行为。
图 5：直接驱动 JFET 栅极并运用堆叠式 N 沟道 MOSFET 作为发动开关的开关计划。它让施行低 dV/dt 开关变得愈加简单
还有一个更杂乱可是能够完成最高能效的办法是运用全谐振开关，如运用辅佐谐振改换极办法相同，为此，Pre-Switch Inc. 开发了新式操控器。图 6 显现的是电路拓扑结构和典型的开关波形，它可彻底消除翻开和封闭开关损耗一起保持低 dV/dts。尽管此电路有助于下降 IGBT 开关损耗和进步能效，可是 IGBT 依然要接受因为需求移除每个循环中存储的电荷形成的损耗。此外，IV 曲线中的拐点电压的导电损耗影响也仍旧存在。因此，SiC FET 能在一切负荷条件下取得最好的峰值能效，它是没有尾电流和拐点电压的单极器材。转化器还能够在 50-100kHz 这样十分高的频率下运转，带来更滑润的正弦曲线输出波形。这能够经过下降铁损进一步进步电机功率，再结合尽量下降的逆变器功率损耗，可让纯电动车进步最大单次充电行进路程。图 6 中便是运用此模型与 SiC FET 的紧凑型 200kW 逆变器示例。
图 6：可消除逆变器中一切开关损耗的 ARCP 拓扑结构。该结构与 SiC FET 合作能够完成十分高的功率密度，而不会有高 dV/dt 开关问题。这会带来十分高的电机运转能效以及十分高的逆变器能效
定论
许多工业和学术团体都进行过深入查询，定论是 SiC MOSFET 在进步牵引逆变器能效和延伸纯电动车单次充电行进路程方面优势明显。在本文中，咱们评论了这一评价成果的原因，并考虑了 SiC 逆变器中所用的功率晶体管的巩固性需求。咱们介绍了合适纯电动车逆变器的三种施行拓扑结构，让用户能够挑选最合适其整体体系约束条件的办法。为了取得最高的能效，ARCP 计划消除了一切开关损耗，能最大程度运用 SiC FET 能带来超低导电损耗的特性。
