0 导言
移相全桥改换器作业在零压、零流开关方法时(Zero -voltage and zero -current switching，ZVZCS)，超前桥臂完成ZVS，滞后桥臂完成ZCS。
移相全桥ZVZCS PWM 方法和ZVS PWM 方法比较，能够大幅下降电路内部的环流损耗、减小二次侧占空比丢掉、进步改换功率，且可在较大的输入电压和负载改变范围内完成软开关，其在中、大功率的场合得到广泛的使用。
传统的移相全桥ZVZCS PWM 改换器的主开关管或许用MOSFET[1]，或许用IGBT[2，3]。不管哪种结构，都不能使开关管作业在最佳的软开关状况：前者滞后桥臂的MOSFET 寄生输出电容较大，在注册瞬间会发生很大的电流尖峰，添加管子注册损耗，严重影响改换器的安全可靠性;后者因超前桥臂的IGBT作业在ZVS 方法，关断期间的拖尾电流使得开关频率不能太高，一般不超越30 kHz[2，3]。
本文提出一种超前桥臂选用MOSFET，而滞后桥臂使用IGBT 的新颖移相全桥ZVZCS PWMDC-DC改换器，在完成超前桥臂ZVS 和滞后桥臂ZCS的一起，使MOSFET和IGBT各自作业在最佳的软开关方法，有用进步了改换器的功率密度及安全可靠性。
1 作业进程剖析
电路拓扑如图1 所示，和传统的全桥ZVZCSPWM改换器比较，四个主开关管不再选用同类型功率管，而是超前桥臂和滞后桥臂别离选用MOS原FET、IGBT。
1.1 作业原理
图1 所示电路的作业波形如图2 所示。设电路初始作业状况为功率管Q1 和Q4导通，输出整流二极管D3导通，变压器向负载传输能量，一次侧电流ip给隔直电容Cb充电。在t0时间，关断Q1(因为电容电压不能骤变，MOS管是零电压关断)，之后线路电感(一次侧漏感及折算到一次侧的滤波电感)与MOS 管结电容C1、C2谐振，使C1充电、C2放电[4]。当C2电压谐振下降到零时(t1 时间)，Q2的反并联二极管D2 天然导通，之后注册Q2 可完成零电压注册。此刻，变压器一次侧电压为零，一次侧电流在隔直电容电压vcb 效果下快速复位到零(t2 时间)，隔直电容电压到达最大值Vcbp，输出整流二极管D3和D4一起导通续流。因后桥IGBT为单向功率管，一次侧电流复位到零后不能反向流转。在t3时间关断开关管Q4，完成零电流关断。
在滞后桥臂死区时间之后注册开关管Q3，因漏感效果电流不能骤变，可完成零电流注册。Q3注册后，一次侧电流从零开端反向添加，一起给隔直电容Cb 反向充电，到电流值等于折算至二次侧的负载电流时(t5 时间)，二极管D3关断，D4持续导通，变压器开端为负载供给能量，进入下半个作业周期，状况和上述进程相似，在此不再赘述。
明显，因为MOSFET 只作业在ZVS 方法，即使其存在较大的寄生电容，也不会引起大的注册电流尖峰。且较大的寄生电容能有用按捺电压上升率dv/dt，若别的并接电容则更有利于开关管完成零电压关断。相似地，滞后桥臂的IGBT也仅作业在ZCS 状况，关断之前一次侧电流已复位到零，管子关断损耗很小乃至可减小到零，因而作业在ZCS 方法的IGBT 开关频率也能够很高。别的，IGBT结电容较MOSFET 小许多，作业在ZCS 方法，不存在结电容引起的注册电流尖峰，因而，IGBT更适用于ZCS 方法。选用这种复合结构的改换器，与单纯用IGBT 做开关管比较，开关频率能够大大进步;又较单纯用MOSFET安全可靠，电磁搅扰小，能更好地发挥移相全桥ZVZCS PWM DC-DC 改换器的优势。
1.2 二次侧占空比丢掉剖析
二次侧占空比丢掉是指二次侧占空比Dsec 小于一次侧占空比Dp，其差值便是二次侧占空比丢掉部分Dloss。
从图2可看出，占空比丢掉的原因是，在一次侧电流从零反向增至负载电流的一次侧折算值的进程中(图2 中的[t4，t5]和[t10，t11]时段)，尽管变压器一次侧有电压方波，但因一次侧电流不足以供给负载电流，二次侧两个整流二极管D3、D4处于续流状况，二次侧电压为零，这样就造成了二次侧电压波形丢掉。因而，一次侧电流上升时间t45与1/2开关周期Ts的比值便是二次侧占空比丢掉Dloss，即
2 要害参数的挑选
2.1 超前桥臂并联电容的挑选
2.2 阻断电容的挑选
2.3 一次侧漏感的挑选
同移相全桥ZVS PWM 改换器相同，在超前桥臂开关进程中，用来完成ZVS 的能量是一次侧漏感能量和折算到一次侧的滤波电感能量之和，一般以为滤波电感Lf 很大，因而超前桥臂简单完成ZVS。所以，漏感的挑选首要考虑滞后桥臂是否能完成ZCS，即在滞后桥开关管开关进程前使一次侧电流复位到零。复位期间，一次侧电流近似线性减小，即有
