摘要：文中规划了一款额外功率为3W的反激式LED恒流驱动电路，运用原边操控技能，去除了阻隔光耦与二次侧辅佐调整电路，处理了传统电路电源布局要求高，体积大的问题。文中剖析了电路完成恒流与恒压的原理，并介绍了电路元件参数。当输入电压在60～260 VAC下变化时输出电流精度为6.4%。试验结果标明该电路具有结构简略、高恒流精度以及高稳定性的长处。
LED需求稳定电流驱动，电流过大会缩短其寿数，过小会显着下降其亮度。现在，LED常选用的驱动方法有电阻限流、电荷泵、线性电源、开关电源等4大类。开关电源驱动是现在功率最高的能量转化方法，具有功耗小、功率高、稳压规模宽、体积小、功用牢靠等长处，缺陷是电路杂乱、本钱高、且会发生电磁搅扰。反激电路是开关电源的一种常见的拓扑结构，在100 W以下的中小功率LED灯具的驱动中，反激拓扑因电路简略、电气阻隔等长处得到了最广泛的运用。传统的反激电路一般运用副边反响操控，经过运用阻隔光耦完成，关于电源的布局提出了很高要求，并约束了其体积。关于小功率LED驱动电路，这是一大难题。
1 电路结构规划与作业原理
1.1 电路根本结构规划
文中依据iW3620芯片规划了一款反激式LED恒流驱动电路，电压输入为60—260 VAC，输出电压/电流为10.2 V/350 mA，额外负载为3 W，驱动负载为3个大功率白光LED(
每颗1 W/350 mA)。图1为电路的根本结构如图1所示。
在电路中，BDR为整流桥，L1，C1与C2组成了π型滤波电路。R2，C3与D1组成了原边钳位维护电路用以维护开关管，避免其由于高频变压器的漏感构成的尖峰电压而被击穿。T为高频变压器，D3为输出端滤波二极管，C4为输出端滤波电容，R10与输出并联，起到对电路的维护效果。iW3620为该电路的操控芯片，用以操控MOSFET开关的占空比。R9为电流采样电阻，R5与R6为电压反响检测电阻，D2为辅佐边整流二极管。
考虑到电路传输进程中的推迟以及MOSFET敞开时的推迟，R8与C8组成推迟网络来对上述推迟进行补偿。与此一起R8能够减小在在MOSFET敞开进程中R9上的电流峰值。
1.2 副边反响操控部分规划
传统的副边反响操控一般是运用阻隔光耦PC817以及可调基准源TL431所组成的闭环体系来完成的。如图2所示，电路经过由电阻R1与R2所组成的输出电压采样电路来获取输出电压信号，TL431将该信号与其内部的2.5 V基准电压进行比较来获取差错信号，该差错信号由光耦中的发光二极管转化为光信号，光耦在电路高压端的光敏晶体管将该光信号再一次转化为电信号，该电信号由操控电路反响端检测以调整开关管的占空比，然后完成调理电路的输出巨细的功用。
由于其具有精度高与反响速度快的特色，因而被广泛运用于各类场合。但是，若驱动器的体积被严厉约束，阻隔光耦关于电路的全体布局就会成为一个很大的问题。除此之外，阻隔光耦的运用还会带来别的一个问题。光耦的最高作业温度相关于电路中的其他元件要低许多，因而一旦在电路中运用了光耦就必须将电路的作业频率约束在20～30kHz，如此电路就难以作业在更高的频率下。
1.3 原边反响操控部分规划
依据实践运用需求，文中运用原边反响操控，省去了二次侧调整电路与配套的阻隔光耦，使电路规划得到了简化。为准确操控输出电压和电流，需求检测反响信号然后调理输出信号，反响信号由变压器的辅佐绕组取得。
在图1中，u(t)为经过整流后的直流电压，Lm为高频变压器的原边电感。当开关管敞开时，经过开关管的电流ip(t)线性添加：
△u为电流经过输出端整流二极管D3发生的压降。当高频变压器的去磁进程完毕的时刻△u的值降到0，在此时刻之后变压器副边与辅佐边中都没有电流。在此时刻输出电压
与辅佐边的电压成线性比例关系。因而，输出电压的反响操控能够经过调理辅佐边的电压来完成。
1.4 恒压与恒流操控的完成
iW3620经过检测辅佐边的电压和经过MOSFET的电流信号来完成恒压与恒流的反响操控。Vsense引脚检测辅佐边的电压，辅佐边电压为：
Vsense引脚担任检测输出电路电压uo。假如检测到了差错OUTPUT引脚就会调整MOSFET开关的占空比然后改动从变压器原边传递至副边的能量，如此完成稳定输出电压的意图，即完成了输出电压的反响操控。
Isense是原边电流的检测引脚，担任检测高频变压器的原边的峰值电流。它检测电流经过电阻R9所构成的压降并将其与芯片内部的基准电压进行比较，假如两个信号存在差错，就经过调整MOSFET开关的占空比来完成稳定输出电流的意图，完成了输出电流的反响操控。
为了使得检测愈加准确，R9挑选运用精度为1%的电阻。
1.5 下降损耗
一般反激式拓扑中MOSFET作业在硬开关形式，高频作业时开关损耗大。iW3620选用了准谐振运转形式，将MOEFET导通时刻设定为其漏源极电压uDS最低时，由此完成零电压注册的软开关，大幅下降注册损耗。这些办法能够大幅下降MOSFET开关损耗。
iW3620有多种作业形式。负载额守时以PWM方法作业，当负载减小负载电流下降至额守时10%时，芯片主动切换至PFM作业形式。一旦电流上升，芯片切回至PWM作业形式。由于其杰出的负载动态呼应，使得功耗减小然后使功率进步。
2 电路参数的剖析与规划
2.1 输入电容的挑选
输入电容担任当输入电压下降的时段为负载供电。假如电容太大，电流相坐落电压相位的差或许太大然后导致功率因数下降。所以在此挑选电容值为22 uF的电解电容。
2.2 变压器规划
由于额外输出功率为3 W，所以相应挑选RM6磁芯作为高频变压器的磁芯。uin为输入电压，ton为开关管导通的时刻，Bmax为饱满磁感应强度，Ae为磁芯面积，依据反激电路高频变压器的规划理论，高频变压器的原边绕组圈数Np为：
芯片的作业电压Ucc为12 V，D2两头的电压降UFD大约为0.5 V。因而，Ns=16，Naux=16。
2.3 电流采样电阻与电压采样电阻
电压采样电阻R9能够由下式得到：
由于芯片内部的参阅电压usense=1.538 V，并且uo=10.2 V，因而R5=15 kΩ，R6=2 kΩ。
2.4 输出电容的挑选
当MOSFET处于关断的时段负载是由输出滤波电容来供给能量的。由于电路的输出电压为10.2 V，挑选电容值为330μF的电解电容作为输出滤波电容，如此能够在完成滤波的一起为负载供给能量。
3 试验结果与剖析
试验条件：输入电压为60～260 V AC，输出负载为3个大功率LED，每个功率为1 W。
当输入电压为220 V AC，输出负载为3个大功率白光LED(1 Wx3)，电路的输出电压为10.2 V(图3)，输出电流为351 mA(图4)。如图3所示输出电压的纹波很小(电压精度为1.9%)。
如图4所示，当输入电压在60～260 VAC下变化时输出电流精度为6.4%，电路功率为73.1%。试验结果标明，简化规划的一起电路仍然坚持杰出输出特性。
4 定论
文中介绍了一款小功率依据原边操控技能的反激式LED恒流驱动电路，电路未运用阻隔光耦与二次侧调整电路，使得其在布局上更为自在，减少了体积上的约束。试验标明，当输入电压在60～260VAC下变化时输出电流精度为6.4%，电路功率为73.1%，简化规划的一起电路仍然坚持杰出输出特性。经过改动电流检测电阻以及电压检测电阻能够以下降恒流精度为价值进一步进步电路的功率。
