基片集成波导X型缝隙结构 行波圆极化天线及阵列

1 导言

圆极化天线在移动通讯和卫星通讯中得到广泛运用。因为圆极化天线辐射的电磁波在传达方向上其电矢量的端点轨道是圆，故在接纳时接纳天线的方位角改动不会影响到接纳质量。在卫星通讯中，运用圆极化天线发射电磁波能够使得地上接纳站以任何姿势或视点接纳，而不需求像线极化天线那样进行极化方位视点的对准，便于移动中的卫星地上通讯。

2 辐射单元结构与规划理论

在波导顶面有许多圆极化的辐射单元，天然的圆极化单元大致有两种：小圆孔和X型缝隙。一般在实践运用时，X型缝隙的辐射功率较高，所以得到广泛的运用^[3]，波导上X型缝隙的结构如图1所示：

图1 波导顶面的X型缝隙圆极化辐射单元

以图1为坐标系约好，设波导的TE₁₀形式在波导顶面的磁场为：

(1)

(2)

其间A₁₀是一个起伏常数，a是波导宽度，，，H_x是X方向上的磁场，H_z是Z方向上的磁场。在z=0处，令|H_x|=|H_z|，能够得到：

(3)

因为当H_x与H_z起伏持平时，它们的相位联系是正交的（式(1)中的j因子），故在图1中标示出的波导顶面的圆极化辐射点其H_x与H_z组成的场矢量端线是左旋或右旋极化的。因为外表电流，所以外表电流是左旋或右旋的。在对应波导上的点敞开一个小圆孔就能够完成圆极化的辐射。在实践运用中，为了添加辐射功率，一般将小圆洞替换成为两个彼此穿插的缝隙如图1所示。其间q角和参数x经过恰当调整能够使得必定的视点规模内，完成近似于圆极化的辐射。当辐射单元作业内行波形式时，从一个端口来的TE₁₀波在顶面上的极化方法是左旋极化。将行波方向改动，从另一个端口馈送TE₁₀波就会完成右旋极化。

这样就能够完成极化分集或收发共用一幅天线。因为SIW与波导结构的等效性，SIW天线缝隙参数能够用于其对应的等效波导结构替代，这样SIW天线能够归结为等效波导天线的规划^[4]。等效辐射单元的HFSS模型如图2所示。图中，等效波导被埋在一个2λ₀×2λ₀的金属块内，四周和上方λ₀处为辐射鸿沟条件。因为在SIW两头需求钻孔，然后缝隙的边际不能到达等效波导的最边上，参数t=0.1875mm确保了缝隙不超越SIW两头钻孔的鸿沟，缝隙超越鸿沟的部分都被导体盖住，如图2中的缝隙。在16GHz，运用介电常数ε_r=2.2的Rogers 5880介质作为等效波导的资料，介质的厚度为h=1.5748mm，等效波导的宽度a=8.75mm，等效波导上层金属厚度为0.02mm，与PCB板材敷铜层厚度共同。

图2 等效波导X型缝隙的模型

图3 法向轴比，S₂₁起伏与缝隙长度之间的联系

依照式(3)的对应联系，能够计算出图2中参数x的值（x=2.129mm）。因为等效波导内的鼓励形式为行波TE₁₀模，所以X型缝隙作业在非谐振状况，其辐射功率根本上与缝隙的长度成正比。参数q能够用来校对细小的轴比恶化。当选定参数q=45°，w=0.3 mm，l=3.5mm~7mm时，经过仿真能够得到S₂₁参数和法线方向的轴比如图3所示。图中能够看出跟着缝隙长度的添加辐射功率是添加的，S₂₁起伏是缝隙长度的减函数。可是法向轴比跟着缝隙长度的添加而添加，这主要是因为在前面圆极化辐射理论的设想是一个小圆洞或小的X型缝隙辐射，在指定点上的顶面磁场是圆极化的。

跟着X型缝隙尺度的添加，上述辐射理论就会有所误差，因而轴比也随之恶化。可是在仿真中发现，跟着缝隙长度的进一步添加（l=6.0mm~7 mm）法向方向的轴比会变得更好，这是因为模型中t的设置挡住了X型缝隙的上半部分，然后使得X型缝隙上半节变短，对轴比有了必定程度的改进。因为SIW是介质填充的减高波导，该辐射单元的辐射功率较低，在缝隙最大的当地S₂₁的起伏为0.87，对应大约25%的能量被辐射出去，在组成行波阵列的时分需求比较多的单元才干到达较高的功率。该单元的反射系数跟着缝隙的添加而略有恶化，不过均在-25dB以下，根本上能够做到忽略不计。

3 阵列天线的仿真与试验成果

关于X型缝隙的线性阵列，尽管单个单元反射系数很小，可是因为辐射单元之间有空间互耦会恶化整个天线阵列的反射系数。为了消除互耦，在规划阵列时对主瓣波束稍作歪斜，使其略微违背法线方向，这样各个阵列单元因空间中互耦而叠加到波导管内的反向行波能够在输入端彼此抵消，然后改进天线的驻波功能。因为主瓣的方位不在法线方向，故X型缝隙的夹角q要稍作调整来适应在指定方向的最低轴比，关于缝隙的宽度w也能够恰当加大来得到更高的辐射功率，这样，规划的阵列仿真模型如图4所示（阵列共22个单元）。

图4 圆极化22单元阵列模型及参数

图中参数p用来操控主瓣歪斜视点。因为线阵列接地上不是无限大，所以边际的效应有必要考虑。参数e是等效波导与PCB边际之间的距离。在16GHz频点上，经过优化能够得到参数q=42.2°，w=1mm，x=2.2 mm，l=7mm，p=11mm，e=7.3125mm，等效波导宽度a=8.75mm对应着SIW宽度为9.375mm（16GHz时的半个自由空间波长），PCB通孔直径为0.8mm，距离为1.2mm，t =0.1875mm，基片的介质厚度为1.5748mm。波束歪斜视点约为25°违背天线法向方向。在16GHz频点上的方向图和轴比的成果如图5所示。在主瓣方向的轴比为1.58dB，天线由22个相同的单元构成，增益为16.9dB。旁瓣电平小于-15dB。轴比在主瓣的邻近方位均低于2dB，在3dB轴比约束下的视点规模大约为76°，是一个圆极化视点较宽的天线阵列。

图5 天线16GHz频点时的方向图和轴比仿真成果

图6是X型缝隙22单元线阵列圆极化天线的S参数仿真成果。从图中能够看出，S₁₁和S₂₁在15GHz~ 17GHz频带内都很小，所以绝大多数能量被辐射出去。

图6 天线S参数仿真成果

为了验证该22单元圆极化天线的正确性，运用规范的PCB制作工艺，在厚度为1.5748mm的Rogers 5880介质基片上（ε_r= 2.2，tanδ=0.0009）制作了该天线的什物，PCB巨细为277mm×23.5mm，图7是制作好的天线的什物相片。图8是天线的S参数丈量成果。因为同轴和SIW的转接器会带来必定的反射，所以丈量的S₁₁与仿真成果比较要差一点，S₂₁与仿真成果附近。因为S₁₁的恶化和SIW的各种损耗要大于等效波导，因而S₂₁的值比仿真成果要低2dB~3dB左右。

图7 天线什物相片

图8 天线S参数测验成果

图9是22单元圆极化天线方向图的测验成果。从图中能够看出天线的旁瓣电平在15GHz、16GHz、17GHz均低于-10dB。因为该阵列是行波式阵列，故主瓣会跟着频率的改变而摇头。在17 GHz频点上，主瓣方向违背阵列法线方向8.7°，在16GHz上违背法向22.1°，15GHz时为37.1°。图10显现的是主瓣违背天线法向视点与频率的联系。15.2GHz~16.8GHz的主瓣方向轴比均低于3dB。该天线的主瓣方向随频率的改变较多，一起在主瓣方向的轴比根本坚持不变，能够完成频率扫描。天线增益经过实测，在15.4GHz~16.6GHz规模内增益动摇小于3dB，在16GHz频段上的增益约为16dB。

图9 方向图测验成果

图10 天线主瓣方向轴比与频率联系

5 定论

本文运用SIW技能规划制作了一种行波式圆极化天线。经过丈量能够看出这种圆极化天线的作业频率较宽（15.2~16.8 GHz，10%带宽），主瓣方向的轴比随频率的改变不明显，一起在必定的频率规模内，该天线的主瓣具有较大的扫描视点（30°）。该天线的2个端口对应着不同的圆极化方向以及不同的主波束指向，能够作极化分集，具有比较高的运用价值。一起其制作本钱也较低，适用于大规模出产。