选用根据SMC的恣意波形发生器生成I/Q信号的优势

在快速开展的蜂窝通讯商场中，数字体系大约在十年前就现已替代了模仿体系，并现已从频分多路复用(FDMA)和时分多路复用(TDMA)体系开展成为GSM和CDMA体系。数字通讯体系已在生活中得到了广泛的运用，它们在能源消耗、频谱功率、质量和本钱等方面具有显着的优势，以至于因而整个模仿电视的根底设施都要被替换成数字通讯的办法。由于很多的数字通讯体系构架选用直角坐标系下的I/Q信号(即同相信号和正交信号)来描绘数据符号，所以工程师们有必要能够生成精确的基带I/Q信号以进行研讨、规划和出产测验。

在研讨中，灵敏的I/Q产生体系是快速原型化并评价新式调制办法和收发设备功用的要害。在新产品规划中，I/Q信号将测验很多I/Q调制器/解调器的物理层参数，如相位和起伏平衡、直流偏置、输入紧缩点。出产中也会测验这些参数，以保证增益差错和相位差错最小。增益和相位这两个参数关于下降差错的向量起伏和正确传输数据来说是至关重要的。

恣意波形产生器——如NI 5421, 以NI的同步和内存核(Synchronization and Memory Core，SMC)架构为根底，在生成用于数字通讯体系规划和测验的基带I/Q信号方面，具有多个优点。NI 5421产生器具有一下特性：
· 多模块同步，来独立操控相位、起伏以及I-、I+、Q-、Q+信号的偏置
· 2倍、4倍或8倍的数据插值，可取得最高400 MS/s的有用采样速率
· 选用PCI总线快速下载测验波形，进步了测验吞吐率
· 大的板载波形内存，用于播映长期信号

最灵敏的同步功用

一般的I/Q运用除了要求最小失真和低颤动外，还要求能精确操控信号的起伏、相位和直流偏置。起伏、相位、偏置这三个参数的值在调制器测验中常常改动。调制器/解调器的输入电路一般是差分电路，包含I-、I+和Q-、Q+信号。虽然能够经过一台AWG(恣意信号产生器)和变压器来生成一个差分信号，可是这儿却有必要生成四个彼此独立的差分信号，来充沛测验电路规划，并明确地操控三组差分信号对(I-与I+、Q-与Q+、I/Q信号对)中的相位、起伏和偏置这三个参数。传统的I/Q产生器无法在一组差分对中调整参数，而只要经过同步多个独立的AWG才干完成这种灵敏性。可是，假如要同步多个不同的AWG以生成差分信号，通道和通道间的偏移和颤动将会使差分信号失真，因而有必要对它们进行衰减。

适宜的同步要求具有精准的采样时钟偏移操控、触发传递和偏移操控、低颤动参阅时钟。这种同步在传统的依据GPIB的AWG中一般难以完成或许无法完成，而有必要辅佐以一些外部电缆和参阅时钟，即便这样，成果或许仍是有问题的。PXI渠道中内建的触发线和10MHz的参阅振荡器，使得仪器间牢靠同步更简略完成。别的，NI的T-Clock同步办法(已提出专利申请)供给了一种调整采样时钟偏移的办法，调整步长为20ps左右，以消除触发偏移的影响。

T-Clock多模块同步

由于NI 5421设备建立在SMC架构上，所以能够供给精准的T-Clock同步(请见NI同步和存储核：一种现代的混合信号测验架构)。T-Clock中，时钟触发信号的收发速度要远低于AWG的采样时钟速度。为了生成这种时钟信号(称为T-Clk)，每台设备上的采样时钟都被别离降到低于10MHz的频率上。选用时刻数字转化器(TDC)来丈量T-Clk相关于10 MHz PXI参阅时钟的偏移量，然后主动对齐每台设备上的T-Clk信号。要发送一个开端触发信号，主AWG宣布一个与T-Clk下降沿同步的触发线脉冲信号。一切的接纳端AWG(包含主AWG本身)接纳触发脉冲，并在下一个T-Clk的上升沿开端生成信号。由于T-Clk的周期等于或大于100ns，所以在下一个上升沿到来之前，有满意的时刻将触发脉冲传送到一切设备上，然后保证一切的产生器在同一个时刻开端。

这种办法使得通道间的偏移量≤500ps。要取得更低的偏移，能够将AWG的输出连接到一台多通道、高带宽的示波器上，相位丈量的成果比板载TDC更精确。最简略的相位丈量办法是经过装备AWG来生成正弦波或方波，然后在电压过零点处查验相差。接着，将丈量成果输入到NI的T-Clock软件中，掩盖TDC的丈量成果。选用外部示波器的丈量成果，偏移能够下降到10到20ps。图1显现了两个同步的PXI-5421模块的输出，在手动调整了采样时钟延时后，生成10MHz的正弦波。该图显现，偏移几乎在10ps到20ps之间。在10MHz频率上，10ps的偏移量相当于0.036度的相位——小于大多数的I/Q运用所要求的0.1度。运用采样时钟的延时调整值，若调整步长小于20ps，则偏移最多只改动±1个采样时钟周期。假如需求更大的相位调整，那么关于正相位，能够将采样从某个波形的起点移到结尾；关于负相位，能够将采样从某个波形的结尾移到起点。这种操控办法比较粗糙，可是采样时钟延时调整则供给了比较精密的操控。

图1. 两个PXI-5421模块生成10MHz的频率，其通道间的偏移小于20ps

PXI-5421中由模仿设备AD9852 DDS(直接数字频率组成)芯片所供给的高分辨率时钟方式，能够大起伏进步采样时钟延时调整中不到20ps的分辨率。AD9852中有一个14-bit的可编程相位偏置寄存器，能以(采样时钟周期/16384)秒的步长来调整采样时钟的相位。例如，假如采样时钟频率是100 MS/s，则能够以610fs(飞秒)的步长来调整相位。可是，选用高分辨率时钟时(假定此刻PXI-5421体系的颤动为4ps左右)，这种精准的相位操控只能经过很多输出波形周期上的所测得相位的直方图来调查。这是由于DDS时钟产生中固有的时钟颤动值更大，所以约束了高分辨率时钟的运用。这种颤动导致了I/Q信号相位噪声的添加。在载波频率±10kHz方位上，分频时钟方式的相位噪声为-137 dBc/Hz；所以，为了尽量完成最优功用的相位噪声，无妨运用这种分频时钟方式。

高分辨率时钟不只供给了精准的相位偏置操控，并且供给了1.06 µHz的采样时钟频率调整分辨率，这是取得适宜的数字通讯体系芯片速率的条件。例如，WCDMA和CDMA2000的芯片/符号速率别离是3.84MHz和1.2288MHz。一般，这些信号的每个符号选用4个采样值，所以采样率别离为15.36MHz和4.9125MHz。PXI-5421的高频分辨率能够为波形生成适宜的采样率，并且在接纳端压力测验中，精确改动回放频率以测验接纳端的频率灵敏性。

由于差分信号是由两个独立的AWG生成的，所以通道间的颤动是失真的主要原因，因而颤动应当越低越好。为了丈量这种颤动，咱们将两台生成10MHz方波信号的AWG连接到Tektronix CSA8000的通讯信号剖析仪上。其间一个方波信号从外部触发信号剖析仪，别的一个则连接到CH 0通道上。图2中显现了过零点处的颤动直方图。颤动的均方根值为2.954ps，并且95.7%的数据处于均值的±2σ规模内。别的，该直方图呈高斯分布，意味着颤动或许来自于电子元件中的随机噪声进程。

图2. PXI-5421通道间的颤动是2.954ps。

除了T-Clock的同步功用十分好外，NI T-Clock的运用程序接口(API)还供给了一些快捷的函数，能够用于4台AWG的同步。第一台虚拟仪器将一切设备锁相到PXI的10 MHz参阅时钟上，并装备开端触发。第二台虚拟仪器履行T-Clock对齐，使一切AWG的T-Clk信号同步。接着，开端生成信号，直至信号产生完毕才停止程序。图3中给出了一个简略的比如。

图3. 四台虚拟仪器履行必要的作业以精确同步AWG。

运用射频变压器生成差分信号

有些产品测验体系的差分I/Q信号对中并不需求独立的信号相位、起伏和直流偏置操控。对这些运用来说，两台单通道的AWG加上一些外部的信号整形电路，就足以完成任务。在这种装备下，能够对I和Q信号之间的相位、起伏和直流偏置进行操控，而不只仅局限于I-、I+和Q-、Q+差分对之间。

所需的外部整形电路十分简略。运用一台射频变压器，将单端AWG的输出转化成平衡的差分信号。若选用中心抽头的变压器，还能够运用低本钱的模仿输出模块在该平衡信号上加上一个直流偏置。

挑选射频变压器时，一个重要的规范便是刺进损耗，即从变压器的输入端到输出端的损耗功率的份额。刺进损耗跟着输入频率的改变而改变，因而信号在预期带宽内将产生失真。因而，有必要挑选一种在信号带宽上具有低刺进损耗的变压器。

别的，要挑选中心抽头的二次绕组变压器。将中心抽头连接到模仿输出模块上(如NI PXI-6704的16-bit模仿输出模块)，能够在平衡信号上加一个直流偏置。由于大多I/Q运用都需求±1.5 V的直流偏置，所以在PXI-6704的输出端运用一种电阻性的分压电路，下降其±10 V的输出电压，然后保证能够在较小的电压规模内完成满幅的16-bit起伏操控。

由于中心抽头的前后两段绕组很少相同，所以要在电路中参加一个旁路电容，将中心抽头连接到沟通地，然后保持变压器的平衡。完好的电路如图4所示。

图4. 运用中心抽头的射频变压器、分压电路和%&&&&&%，选用单台AWG生成差分信号。

刺进损耗和阻抗不匹配使得变压器输出端的信号起伏比AWG输出端的希望起伏要小。假如刺进损耗在预期频率规模内为一常量，则能够用一个电阻对其进行模型近似。将该电阻加到变压器的输入阻抗上，在变压器输出端核算有用阻抗。NI-FGEN驱动函数运用该值来调整NI 5421的输出电压，然后补偿变压器与NI 5421的50 Ω输出阻抗之间的阻抗不匹配。

用于改进频谱纯度的数据插值

I/Q信号产生运用对信号产生器的频谱纯度提出较高的要求。为了最小化数模转化信号重构时的镜像失真，NI 5421产生器选用数字滤波器和模仿滤波器的组合，对通带平整性、相位线性性和镜像按捺进行优化。

DAC的采样频率最低有必要是希望生成的模仿信号带宽的两倍。虽然理论上采样频率fs最低是信号带宽fo的两倍，可是输出信号中，|fo± nfs|上也会呈现镜像成分，如图5所示。这些镜像成分会下降信号的频谱纯度，因而有必要选用低通滤波器滤除。

为了了解信号插值及其对频谱纯度的影响，无妨假设有三个不同的模仿滤波器，它们的截止频率和阶数都不相同。图6中给出了这三个滤波器及其采样镜像。 “模仿滤波器1”是抱负的模仿滤波器。由于该滤波器的衰减十分峻峭，所以完本钱钱最高，并且需求很多的电路板空间。别的，它还无法完成I/Q运用中所需的通带平整性。模仿滤波器2则是一个更有用的滤波器，可是它无法衰减fs邻近的镜像成分。模仿滤波器中，其截止频率后的衰减程度和截止频率前的平整性，这两个衡量之间存在一种平衡联系；因而，怎么设定抱负的滤波器参数很大程度上取决于DAC的采样速率和生成的波形频率。要想只用一个模仿滤波器来完成可变的采样频率和输出信号频率，并满意各种严厉的功用要求，这几乎是不或许的。

模仿滤波器别的一个要害的目标是群延时，即有限时刻长度的信号(如脉冲信号)经过模仿滤波器所需的时刻。具有线性群延时的抱负滤波器中，信号中的一切频率成分都具有相同的延时，所以输出信号的相位不会失真。

第三个滤波器即模仿滤波器3，其截止频率比前面两个滤波器都要高得多。由于截止频率十分高，所以滤波器的通带(0到0.43fs)十分平整。fs和2fs处的镜像成分落在了滤波器3的通带内，所以根本就没有衰减，可是能够选用数字插值滤波器减轻这种现象。

为了简化模仿滤波器的要求，并在一系列采样速率和输出频率上得到较好的成果，NI 5421设备运用半带有限脉冲响应数字滤波器，以2倍、4倍或8倍的采样频率(fs)在波形的每两个采样值间刺进1个、3个或7个值。因而，有用采样速率等于原采样频率的2倍(2fs)、4倍(4fs)或8倍(8fs)。接着，DAC内部就以该有用采样速率运转——特别地，数据是以该速率从内存中读到DAC上。

图7中，选用2倍插值的滤波器，将DAC的有用采样速率进步到2fs。第一组重构镜像坐落|2fs± fo|频率上，落入了滤波器2的止带规模。

这样，模仿滤波器2能够方便地滤除数字信号产生中的一切镜像成分，如图7中的频率域和图8中的时刻域所示。

运用2倍插值滤波，将DAC的有用采样速率进步到2fs，能够更好地去除镜像成分，并生成频谱纯度更好的信号。可是，若将插值滤波器说到4倍上，则能进一步改进输出信号。

图9中显现了选用4倍插值操作和有用采样频率为4fs的DAC后，信号的镜像状况。镜像成分被移到4fs上，而4fs大于滤波器3的截止频率。NI 5421中所运用的这种装备，能够去除频谱镜像，并且具有最平整的通带特性。这种装备现已接近于抱负的由数字办法生成频谱纯洁的波形的办法了。NI 5421的通带(40MHz)平整度能够到达±0.25 dB，1MHz上总的谐波失真能够到达-75dB。

选用PCI/PXI削减波形下载时刻

数字通讯体系的测验波形或许十分大。例如，生成带有阶数等于16的伪噪声序列(PN序列，65,635个符号)的WCDMA信号时，所生成的信号巨细为3.15MB。为了进步丈量的核算可信度，应该运用更大的PN序列。选用GPIB(IEEE 488总线)来下载大于几百kB的波形时，速度或许会十分慢，并且会严重影响测验的吞吐率。虽然高速GPIB (HS488)是一种IEEE规范，可是几乎没有仪器能够完成8 MB/s的速度传输方式。虽然GPIB规范中规则理论吞吐率为1 MB/s，可是依据GPIB的仪器的吞吐率一般只能到达200-300kB/s。

选用高度优化的驱动和SMC架构，关于大批量数据下载，NI 5421的下载速率能够到达84 MB/s。这个速率能够归功于高吞吐率的PCI总线；可是，与GPIB相似，几乎没有哪块外部刺进的板卡其数据传速率能够真的到达PCI吞吐率的理论最大值即132 MB/s。

表1. 下载数据到AWG中时，高吞吐率的PXI渠道比GPIB要快247～650多倍。

大容量存储器用于生生长期信号

SMC构架能够为单通道的NI 5421恣意波形产生器供给最高256MB的内存。由于每个采样值都是16bit的，所以内存尺度应该为128MS(依照采样点数核算)。假如采样率为100 MS/s，则播映时刻为1.28s。若选用NI 5421的数字插值办法，插值方式选为8倍，则播映时刻能够扩展至2.56s。输入至DAC的50 MS/s数字信号，会在转化成模仿信号前先插值至400 MS/s。若要生成网格图和星云图并核算误码率，大数据集将进步丈量成果的核算可信度。大内存能够生成尽或许长的非周期信号，然后极大进步丈量的实在性。假如运用小内存的AWG、选用循环的办法来生生长信号，则周期信号重量会影响测验成果，使得设备得不到充沛的测验。由于伪随机序列是描绘通讯体系功用的一个重要东西，所以大内存的AWG所生成的长非周期信号关于核算丈量十分重要。

创立I和Q数据

有很多东西能够用来生成I和Q波形采样数据。选用数学东西包(如MATRIXx X-Math或MathWorks MATLAB®软件)仿真所得的数据，一般存储到磁盘上。NI LabVIEW和LabWindows/CVI能够读取很多数据，并将它们转化为16位整型或双精度的浮点数——这是NI-FGEN驱动器能够直接承受的两种格局。AWG首先将波形数据归一化到±1 V规模并提取出增益倍数，然后充沛运用DAC的一切16位bit，运用前端模仿电子元件对输出信号进行扩大或衰减，以保证最优的输出信号质量。

LabVIEW还能够运用NI调制东西包直接生成I/Q数据。该调制东西包选用LabVIEW虚拟仪器来进行模仿和数字信号的调制与解调(如AM、FM、PM、QPSK和QAM)。图10中显现了怎么运用东西包为FM信号生成I和Q数据。选用第一个虚拟仪器，挑选一种规范波形(如正弦波、方波或三角波)并指定载波频率和频率偏移，生成FM音讯信号。第二个虚拟仪器履行调制操作，并回来FM信号的复包络。最终，选用两个虚拟仪器从复包络信号中提取出I和Q数据，并将其下载到AWG上。该东西包还能够调制自定义的音讯信号，并提取出调制信号的起伏和相位成分(极坐标方式)，然后测验依据极坐标的数字调制器。选用其它调制办法(如QAM和QPSK)的波形产生程序，也能够依照相似的结构完成。

图10. 运用NI LabVIEW的调制东西包，为FM信号生成I和Q波形数据。

为了模仿通道效应，调制东西包中供给了Rayleigh和Rician式微模型；或许你也能够依据仿真东西的输出，创立自定义的式微模型。为了严厉测验由调制东西包规划的解调器，能够在IQ信号中添加一些搅扰如正交偏移和加性高斯白噪声(AWGN)，然后更精确地模仿实在的操作环境。