传导发射（conducted Emission）是指部分的电磁（射频）能量透过外部缆线（cable）、电源线构成传导波发射出去。本文介绍经由电源线的传导发射。 差模和共模噪声 「传导式EMI」能够分红两类：差模（Differential mode；DM）和共模（Common mode；CM）。差模也称作「对称形式（symmetric mode）」或「正常形式（normal mode）」；而共模也称作「不对称形式（asymmetric mode）」或「接地走漏形式（ground leakage mode）」。
由EMI产生的噪声也分红两类：差模噪声和共模噪声。简而言之，差模噪声是当两条电源供给线路的电流方向互为相反时产生的，如图1（a）所示。而共模噪声是当一切的电源供给线路的电流方向相同时产生的，如图1（b）所示。一般来说，差模信号一般是咱们所要的，由于它能承载有用的数据或信号；而共模信号（噪声）是咱们不要的副作用或是差模电路的‘副产品’，它正是EMC的最大难题。
从图一中，能够清楚发现，共模噪声的产生大多数是由于杂散电容（stray capacitor）的不妥接地所形成的。这也是为何共模也称作‘接地走漏形式’的原因。
在图二中，DM噪声源是透过L和N对偶线，来推挽（push and pull）电流Idm。由于有DM噪声源的存在，所以没有电流经过接地线路。噪声的电流方向是依据沟通电的周期而改变的。
电源供给电路所供给的根本的沟通作业电流，在本质上也是差模的。由于它流进L或N线路，并透过L或N线路脱离。不过，在图二中的差模电流并没有包括这个电流。这是由于作业电流虽然是差模的，但它不是噪声。另一方面，对一个电流源（信号源）而言，若它的根本频率是电源频率（line frequency）的两倍—-100或120Hz，它实质上仍是归于直流的，并且不是噪声；即便它的谐波频率，超越了规范的传导式EMI之约束规模（150 kHz to 30 MHz）。可是，有必要留意的是，作业电流依然保存有直流偏压的能量，此偏压是供给给滤波抗流线圈（filter choke）运用，因而这会严重影响EMI滤波器的效能。这时，当运用外部的电流探针来量测数据时，很可能因而形成丈量误差。
CM噪声源有接地，并且L和N线路具有相同的阻抗Z。因而，它驱动相同巨细的电路经过L和N线路。不过，这是假定两者的阻抗巨细持平。能够清楚地调查出，倘若两边的阻抗不均衡（unbalanced），‘不对称’的共模电流将分布在L和N线路上。这似乎是用词不妥或与原界说不符，由于CM原本又称作 ‘不对称形式’。为了防止混杂，此刻的形式应该称作‘非对称（nonsymmetric）形式’，好和‘不对称形式’做区别。在大多数的电源供给电路中，在这个形式下所宣布的EMI是最多的。
运用不等值的负载或线路阻抗，就能够有效地将CM电流转换成一部分是CM电流，另一部分是DM电流。例如：一个DC-DC转换器（converter）供给电源给一个次体系，此次体系具有不等值（不均衡）的阻抗。并且在DC-DC转换器的输出端存在着尚未被发觉的共模噪声，它变成一个十分实在的（差动）输入电压涟波，并施加给次体系。没有次体系内建的「共模拒斥率（common mode rejection ratio；CMRR）」能够参阅，由于此噪声不完满是共模的。到最终，此次体系可能会产生过错。所以，在产生共模电流时，就要立刻下降它的巨细，这是十分重要的，是首要作业。使阻抗均衡则是非有必要作业。此外，由于共模和差模的特性，共模电流的频率会比差模的频率大。因而，共模电流会产生很大的射频辐射。并且，会和附近的组件和电路产生电理性与电容性的耦合。一般，一个5uA的共模电流在一个1m长的导线中，所产生的射频辐射量会超越FCC所规范的B类限定值。FCC的A类规范约束共模电流最多只能有15uA。此外，最短的沟通电源线，按照规范规则是1m，所以电源线的长度不能比1m短。
在一个实在的电源供给电路里，差模噪声噪声源很像是一个电压源。而共模噪声源的行为却比较像是一个电流源，这使得共模噪声更难被消除。它和一切的电流源相同，需求有一个活动途径存在。由于它的途径包括外壳（chassis），所以外壳可能会变成一个大型的高频天线。 回来途径 对噪声电流而言，真实的回来途径是什么呢？ 实体的电气途径之间的间隔，最好是越大越好。由于假如没有EMI滤波器存在的话，部分的噪声电流将会透过分布于各地的各种寄生性电容回来。其余部分将透过无线的方法回来，这便是辐射；由此产生的电磁场会影响相邻的导体，在这些导体内产生极小的电流。最终，这些极小的回来电流在电源供给输入端的总和会一向坚持零值，因而不会违背【Kirchhoff规律】——在一关闭电路中，过一节点的电流量之代数和为零。
运用简略的数学公式，就能够将于L和N线路上所测得的电流，区别为CM电流和DM电流。可是为了防止产生代数核算的过错，有必要先对电流的「正方向」做一界说。能够假定若电流由右至左活动，便是正方向，反之则为负方向。此外，有必要记住的是：一个电流I若在任一线路中往一个方向活动时，这是等同于I往另一个方向活动的（Kirchhoff规律）。
例如：假定在一条线路（L或N）上，测得一个由右至左活动的电流2μA。并在另一条线路上，测得一个由左至右活动的电流5μA。CM电流和DM电流是多少呢？就CM电路而言，假定它的E连接到一个大型的金属接地平面，因而无法丈量出流过E的电流值（假如能够测得，那将是简略的Icm）。这和一般离线的（off-line）电源供给器具有3条（有接地线）或2条（没有接地线）电线不同，咱们将会发现对那些接地不明的设备而言，其实它们具有一些走漏（回来）途径。
以图一为例，假定第一次丈量的线路是L（若挑选N为初次丈量的线路，底下所核算出来的成果也是相同的）。由此能够导出：
IL = Icm/2 + Idm= 2μA
IN = Icm/2 – Idm= -5μA
求解上面的联立方程式，能够得出：
Icm = -3μA
Idm = 3.5μA
这表明有一个3μA的电流，流过E（这是共模的界说）。并且，有一个3.5μA的电流在L和N线路中来回活动。
再举一个比如：假定测得一个2μA的电流在一条线路中由右至左活动，并且在另一条线路中没有电流存在，此刻，CM电流和DM电流为多少？
IL = Icm/2 + Idm= 2μA
IN = Icm/2 – Idm= 0μA
对上面的联立方程式求解，可得出：
Icm = 2μA
Idm = 1μA
这是「非对称形式」的比如。从此成果能够看出，「非对称形式」的一部分能够视为「不对称（CM）形式」，而它的另一部分可视为「对称（DM）形式」。
传导式EMI的丈量
为了要丈量CE，咱们有必要运用线路阻抗安稳网络（Line Impedance Stabilization Network；LISN）。如图三所示一个简易的LISN电路图。
运用LISN的意图是多重的。它是一个「洁净的」沟通电源，将电能供给给电源供给器。接收机或频谱分析仪能够运用它来读出丈量值。它供给一个安稳的均衡阻抗，即便噪声是来自于电源供给器。最重要的是，它答应丈量作业能够在任何地址重复进行。对噪声源而言，LISN便是它的负载。假定在此LISN电路中，L 和C的值是这样决议的： 电感L小到不会下降沟通的电源电流（50/60Hz）；但在希望的频率规模内（150 kHz to 30MHz），它大到能够被视为「开路（open）」。%&&&&&%C小到能够隔绝沟通的电源电压；但在希望的频率规模内，它大到变成「短路（short）」。
在图三中，首要的简化部分是，缆线或接收机的输入阻抗现已被包括进去了。丈量传导时，将一条典型的同轴缆线连接到一台丈量仪器（分析仪或接收机或示波器…等）时，对一个高频信号而言，此缆线的输入阻抗是50欧姆（由于传输线效应）。所以，当接收机正在丈量这个信号时，假定在L和E之间，LISN运用一个「继电/切换（relay/switch）电路」，将实践的50欧姆电阻移往相反的配对线路上，也便是在N和E之间。如此就能使一切的线路在任何时候都能坚持均衡，不管是丈量VL或VN。
挑选50欧姆是为了要仿真高频信号的输入阻抗，由于高频信号所运用的首要导线之阻抗值近似于50欧姆。此外，它能够让一般的丈量作业，在任何地址、任何时刻重复地进行。值得留意的是，电信设备的通讯端口是运用「阻抗安稳网络」，它是运用150欧姆，而不是50欧姆；这是由于一般的「数据线路（data line）」之输入阻抗值近似于150欧姆。
为了了解VL和VN，请参阅图四。共模电压是25Ω乘以流向E的电流值（或者是50Ω乘以Icm/2）。差模电压是100Ω乘以差模电流。因而，LISN供给下列的负载阻抗给噪声源（没有任何的输入滤波器存在）：
CM负载阻抗是25Ω，DM负载阻抗是100Ω。
当LISN切换时，能够由下式得出噪声电压值：
VL=25*Icm+50*Idm 或 VN=25*Icm – 50*Idm
这是否意味着只需在L-E和N-E上做丈量，就能够知道CM和DM噪声的相对份额巨细？
其实，许多人常有这样的过错观念：「假如来自于电源供给器的噪声大部分是归于DM的，则VL和VN的巨细将会持平。假如噪声是归于CM的，则VL和VN的巨细也会持平。可是，假如CM和DM的辐射巨细简直持平时，则VL和VN的丈量值将不会相同。
假如这样的观念正确的话，那就表明即便在一个离线的电源供给器中，L和N线路是对称的，但L和N线路上的辐射量仍是不持平的。在某一个特别的时刻点，两线路上的单个噪声巨细可能会不持平，但实践上，射频能量是以沟通的电源频率，在两条线路之间「跳动」着，好像作业电流相同。所以，任何侦测器丈量此两条线路时，只需丈量的时刻超越数个电压周期，VL和VN的丈量值差异将不会很大的。不过，极小的差异可能会存在，这是由于有各种不同的「不对称性」存在。当然，VL和VN的丈量成果有必要契合EMI的约束规则。
运用LISN后，就不需求别离丈量CM和DM噪声值，它们是运用上述的代数公式求得的。
有人说：「频率大约在5 MHz以下时，噪声电流倾向于以差模为主；但在5 MHz以上时，噪声电流倾向于以共模为主。」不过这种说法缺少依据。当频率超越20 MHz时，首要的传导式噪声可能是来自于电感的感应，尤其是来自于输出缆线的辐射。本质上这是共模。但对一个交换式转换器而言，这并不是共模噪声的首要来历。如表一所示，规范的传导式EMI约束之频率丈量规模是从150 kHz至30 MHz。为何频率规模不再向上添加呢？这是由于抵达30 MHz今后，任何传导式噪声将会被首要的导线大幅地衰减，并且传输间隔会变短。但缆线当然还会持续辐射，因而「辐射约束」的规模实践上是从30MHz到 1GHz。
结语
工程师都习气将电源供给器幻想成一个「洁净的」电源，其实来自电源电路的传导发射是很杂乱的。
