1.导言
UCC28060 是德州仪器(TI)推出的双相交织切换形式(Transition Mode, TM)功率因数校对操控器，应用于100W-1000W 电源、液晶和DLP 电视、电脑电源、入门级服务器和电子照明整流器等电源体系，可以下降体系的本钱和功耗。
UCC28060 选用Natural Interleaving TM 技能，其特征[1]：(1)简洁的相位办理确保契合轻负载功率规范，轻负载条件下的功率进步5%;(2)双途径输出过压检测与维护，避免电压检测毛病引起的输出过电压;
(3)运用无传感器电流整形技能，可以简化布局和进步功率;(4)供给浪涌电流约束，消除输出整流器的反向康复。这些一同的体系操控与维护特性，进步了电源体系的可靠性。与传统单相TM(也称为临界导电形式CRM 或不接连导电形式DCM)或接连导电形式(CCM)拓扑比较，双相交织高功用操控器UCC28060 简化了电源体系规划，然后节省了体系本钱和PC 尺度，进步了功率和规划的灵活性。
2.UCC28060 的引脚介绍
UCC28060 的引脚摆放如图1。AGND：模拟信号地。旁路电容、补偿元件接回到此引脚。VCC：偏压电源输入端。它为这个电路中一切的设备供给电源
TSET：时刻设置。PWM 的导通时刻设置的输入。COMP：差错放大器输出端。这个差错放大器是一个跨导放大器。电压调理环路补偿组件衔接到此引脚和AGND 脚。在软发动事情中(欠压、掉电或停用)COMP 被拉低。CS：电流检测输入端。当输入电流添加时，CS端的负电压增大。当CS 端电压大于上升门限即过流维护门限电压(约-200mV)时，这种逐周期过流维护经过关断两个栅极驱动(GDA 和GDB)来约束输入电流的添加。GDA 和GDB 坚持低输出直到CS 的电压降至下降门限(约-15mV)。GDA、GDB：A、B 通道的栅极驱动输出。用最短的线衔接这些引脚到功率场效应管的栅极。HVSEN：过压检测输入端。UCC28060 包括毛病过压维护功用，任何一个毛病不会引起电流超越安全等级。VSENSE 和HVSEN 引脚检测输出的过电压，假如任何一个引脚的电压超越过电压门限，将关断PWM。用两个引脚监测过电压信号可以供给冗余和容错。当HVSEN 上的电压在作业规模内，HVSEN 还可以使能下流改换器。PGND：%&&&&&%的功率地。用独立短线衔接此引脚和AGND 来阻隔模拟信号对门驱动的搅扰。
PHB：B 阶段使能端。此引脚接通或关断B 通道的升压转换器。当B 通道不作业的时分，A 通道导通时刻的操控信号加倍，有助于在瞬态办理过程中坚持COMP 电压安稳。PWMCNTL：PWM 使能逻辑输出。VINAC：输入沟通电压检测：正常运行时，此引脚衔接到整流桥正极的分压器。这个输入检测输入电压规模来设置斜率，而且检测欠压。VREF：参阅电压输出端。这个6V 直流参阅电压可用于偏置电路。
VSENSE：输出直流电压检测。衔接这个引脚功率转换器输出的分压器上。为了到达最佳的输出调理精度和抗噪声功用，分压器用独立的短途径接地。ZCDA、ZCDB：零电流检测输入：当各相的电感电流降为0 时，ZCDA 与ZCDB 的输入会有一个下降沿，这个输入被箝位在0V-3V。信号经过限流电阻ZA R 、ZB R 与电感副边绕组相衔接，使电流不超越3mA。当电感电流降为0 时，ZCD 的输入必定下降到关断门限电压以下(大约为1V)，导致栅极驱动的输出电压上升。当功率场效应管MOSFET 关断时，ZCD 的输入必定升高超越上升门限电压(约1.7V)，发生另一个ZCD 下降沿。
3.根据UCC28060 交织并联PFC 液晶电视电源
体系的规划技能要求：最小输入电压IN MIN 176 V V − = ，最大输入电压IN MAX 264 V V − = ，输出功率OUT 1000 P = W ，满载下功率η = 0.95，最低开关频率MIN 30.7 f = kHz ，输出电压有效值VOUT = 420V 。电路包括市电判别部分，在输入过压、欠压时完结对模块的维护。输入欠压发动电压为176V,欠压关机电压为164V,过压维护电压为264V，过压康复电压为252V。电路还包括辅佐电源部分，供给其他部分需求的15V 的VCC 电压。
3.1 主电路和操控电路原理规划及参数规划
UCC28060 交织并联PFC 的作业原理：UCC28060含有两个升压PWM 功率改换操控电路。升压电感中的电流正比于%&&&&&% 的COMP 端的电压，电感电流从峰值下斜至零的过程中，PFC 开关MOSFET( 1 Q 、2 Q )都处于截止状况。一旦电感( 1 L 、2 L )电流衰减到0，改换器则开端下一个开关周期。在每个开关周期中的电感电流为三角波，其峰值由导通时刻TON 和AC 电源电压IN ( AC) V 及电感值L 设定，
在一个周期内， ON T 和L 可视为是不变的。在每个开关周期中发生的三角波平均值与全波整流的电压成正比，在AC 线路电压输入端呈现电阻性输入阻抗，并发生挨近于1 的功率因数。UCC28060 调理两个通道电感电流的相对相位差挨近180o 。因而，在PFC 升压改换器的输入线路源和输出电容器OUT C 上，有最小的纹波电流。轻载时，开关损耗远大于导通损耗，封闭其间的一个功率级，可以减小开关损耗，并使导通损耗略有添加，但开关损耗的减小量远大于导通损耗的添加量，然后可获得最高的功率，这是交织并联PFC 的首要长处之一。
3.2 市电判别电路原理规划
市电判别电路是输入电压检测维护单元。它的功用是输入反常，即输入过压、欠压时完结对模块的维护。一般的比较器有一个缺陷是过于活络。而实践中往往是个规模，例如设定欠压维护在164V，那么在163V 就不维护，在165V 就维护。假如电压在164V左右的时分，就会呈现不断通断的状况，而这种状况是不希望呈现的。选用滞环比较器可以较好地处理上述问题。滞环比较器的规划如图4。滞环比较器的仿真输出曲线如图5。
辅佐电源[4]的操控芯片用UC3842，来供给其他部分的15V 的VCC 电压。UC3842 是Unitorde 公司出产的一种功用优秀的电流操控型脉宽调制芯片。辅佐电源的电路图如图8，作业原理：输入电压经电阻分压连到UC3842 的供电端(7 脚)，为UC3842供给发动电压，电路发动后变压器的副绕组的整流滤波电压一方面为UC3842 供给正常作业电压，另一方面经61 R 、67 R 分压加到差错放大器的反相输入端 2脚，为UC3842 供给负反应电压，其规则是此脚电压越高驱动脉冲的占空比越小，以此安稳输出电压。4脚和8 脚外接的6 R 、8 C 决议了振动频率，其振动频率的最大值可达500KHz。66 R 、33 C 用于改进增益和频率特性。6 脚输出的方波信号经63 R 、64 R 分压后驱动MOSFEF 功率管，变压器原边绕组的能量传递到副边绕组，经整流滤波后输出各数值不同的直流电压供负载运用。电阻68 R 与69 R 用于电流检测，经65 R 、34 C滤滤后送入UC3842 的3 脚构成电流反应环. 所以由UC3842 构成的电源是双闭环操控体系，电压安稳度十分高，当UC3842 的3 脚电压高于1V 时振动器停振，维护功率管不至于过流而损坏。
(1)市电判别电路的检测与调试
给市电判别电路的VCC 加15V 直流电压，给U3B的LM293 的5 脚加弱电，电压从0 逐步增大，当增大到9.4V 左右时继电器吸合，阐明U3B 部分可正常作业，相同也可以检测7 脚电压波形来判别U3B 的正常与否。给SDCY 端口也便是市电判别的输入端口加直流电压，从0 开端增大，当增大到某数值时，7 脚电压约为10V 左右，这儿便是欠压发动，持续增大电压，当增大到某数值时，7 脚电压又下降为零点几伏，这便是过压关机。这就阐明市电判别单元可以正常作业。
(2)UCC28060 操控电路的检测与调试
给 UCC28060 的VCC 端即12 引脚接15V 直流电压，再把UCC28060 的2、7、8 脚引出接线一同接到直流稳压电源，一切的地接在一同，在电压从0 逐步增大的过程中，调查MOSFET 即1 Q 和2 Q 的栅源驱动波形，假如为相差1800 的方波信号，则表明UCC28060操控芯片作业正常。
(3)整个电路的检测与调试
给输入端子加沟通电。电压从0 逐步增大，当输出电压到达160V 左右时，辅佐电源开端作业，供给给其他部分15V的VCC电压。当输入电压增大到176V左右时，继电器吸合，UCC28060 操控两路开关管的交织导通，完结Boost 升压和PFC,使输出电压安稳在420V 左右。减轻负载，至功率到达1000W,输出电压依然安稳在420V 左右。
5.定论
本文选用 UCC28060 交织并联形式功率因数校对操控器完结1KW 的液晶电视电源规划，UCC28060 以其一同的交织式PFC，减小了输入输出电流纹波，%&&&&&%尺度减小，下降电源体系的本钱和能耗，一起两通道监测过电压信号可以供给冗余和容错，极大进步了电源体系的可靠性。体系包括市电判别功用，进步了体系的安全功用;体系还包括辅佐电源部分，为操控部分供给安稳电压，便利简捷。
参阅文献
[1] Natural Interleaving TM DUAL-PHASE TRANSION
MODE PFC CONTROLLER.www.ti.com, 2008
[2] 王山山. 交织并联Boost PFC 改换器的研讨. [硕士学位
论文]. 浙江大学电气工程学院,2010.
[3] 陈文明, 黄如海,谢少军. 交织并联Boost PFC 改换器设
计. 电源学报. 2011, 4(63-66)
[4] 侯云海, 孙士华. 光伏逆变辅佐电源的规划. 电子科技.
2012, 3(28)
