本文介绍新式的MOSFET逆变模块，用于驱动电扇和水泵中的小型直流无刷电机。这种功率模块集成了6个MOSFET和相应的高压栅极驱动电路 (HVIC)。经过运用专门规划的MOSFET和HVIC，该模块能供给最小的功耗和最佳的电磁兼容 (EMC) 特性。本文将评论这种逆变模块在电机驱动运用中所触及的封装规划、MOSFET和HVIC，并侧重评论其间的功率损耗、电磁搅扰和噪声问题。
电气规划
关于小型电机驱动体系，MOSFET在功耗、本钱和功能方面较其它功率开关管更具优势。MOSFET的正向特征电阻为欧姆级 (见图1(a)) ;其导通损耗与漏极电流的平方成正比，当漏极电流低于1A时，其导通损耗低于额外功率相同的IGBT的导通损耗，这是因为IGBT在通态时存在阈值电压，该电压随逆变输出功率的下降而明显添加。大多数空调运用的电扇电机功率在50W以下；在这个功率级别上，依据MOSFET的逆变器的功率高于IGBT。
至于其反向特性 (参见图1(a))，MOSFET中固有的体二极管可充任IGBT逆变器中的快速康复二极管 (FRD) ;即能够经过电子分散进程完成快速而滑润的康复特性，一起节省了引线框内芯片的占用空间。因为MOSFET比一般FRD尺度大，其反向压降小，并且在栅极为高时，该压降甚至会更小，这是因为MOSFET沟道自身就答应双向电流。MOSFET的另一个优势是其经用强度。它比IGBT的经用强度高；与额外功率相同的其它器材比较，具有更宽的安全运转区 (SOA)。本文所介绍逆变模块中的MOSFET在典型的运转条件 (Vcc=15V, Vdc=”300V”, Tc=”25″℃) 下，都能接受80ms的短路电流 (见图2)。并且，在呈现电涌时，依据MOSFET逆变器的抵挡才能优于额外电压相同的IGBT计划，这已被开关器材的雪崩额外电压值所证明。因此，在 220V下可选用额外电压为500V的MOSFET，而在相同条件下选用IGBT，其额外电压则需求到达600V。可是，传统的MOSFET开关速度极高。MOSFET一般用于快速开关转换器，如AC/DC或DC/DC电源，这些运用场合要求栅极电荷Qg尽可能少，以下降开关损耗。不过，在电机驱动运用中，这种快速特性没有用途，特别是高的dV/dt值还会引起电磁搅扰。安稳性与最佳功能不易统筹。
一般，添加栅极阻抗会下降MOSFET的开关速度。在如图3(a)所示的半桥电路中，假如高压侧MOSFET的栅极阻抗 (在HVIC中完成) 大，将会存在必定的短路电流；这个电流是上面那个MOSFET导通时的密勒电容Cgd感应发生的，不严峻时一般不会发觉。可是，正如图3(b)所示，这种反常行为会添加逆变开关的损耗 (导通损耗)，并终究削弱体系的额外功率和安稳性。在这样的瞬态进程中，要下降开关速度，一起又不失安稳性，上方那个MOSFET的Vgs应小于阈值电压Vth。换句话说，最好经过调理HVIC的关断阻抗来确保体系的安稳性，避免因电压改变而感应短路电流。但这会添加MOSFET的关断dV/dt值。
除了安稳性外，在确认栅极电阻时，还应考虑空载时刻和推迟时刻之类的运转要求。电压源逆变器的空载时刻会下降输出电压的质量，然后下降电机的转速功能。并且，这个问题会随开关频率的增大而进一步恶化。消费电子运用中的开关频率一般在16kHz以上，这是为了避免可听见音频带 (人耳可听到的频带) 噪声；体系开发人员一般都期望将体系的空载时刻规划为1ms。1ms的理论极限 (操控器可设置的最小值) 可由公式 (1) 核算。
Tdead=max(Toff,LS-Td(on),HS,Toff,HS-Td(on),LS) (1)
这儿，Td(on)为导通时的传送推迟 (从输入信号脉冲的50%起到电流到达安稳所需的时刻) ;Toff为关断时的传送推迟 (从输出信号脉冲的50%起到整流换向结束所需的时刻)。下标HS和LS别离表明高压侧和低压侧MOSFET。要满意空载时刻要求，可延长Td(on)，即添加导通栅极电阻。但这种办法不适用于经过检测直流通道电流来丈量三相电流的体系，因为这种体系的一个要害要求是导通推迟要小。当输出脉冲宽度小于功率器材的导通推迟时，不能用电流检测技能来丈量逆变器的输出电流。增大导通推迟会添加电流检测的不确认性，特别是在调制指数小的低速运转状况下。因此，添加导通推迟虽能缩短空载时刻，但却会削弱电机的低速功能。
上述问题不能经过调理某一时刻的栅极电阻来处理。为了取得最佳的功能 (最佳空载时刻、最佳推迟时刻)，一起又坚持安稳性 (避免dV/dt感应出短路电流)，有必要针对电机定制MOSFET。除调理栅极电阻外，还需求优选MOSFET的Qg和Vth。在本文介绍的逆变模块中，MOSFET的Qg比值 (即Qgd/Qgs) 被设置为2.0左右，以避免在最坏的状况下呈现短路电流。依据这个电荷值确认出合适的栅极电阻规模。功率MOSFET的推迟时刻是Vth的对数函数。因此，Vth的改变规模对确认最坏状况的推迟时刻和空载时刻有很大效果。在满意这些要求的一起，输出电压改变 (dV/dt) 应当小，以下降电磁搅扰。图1(a)和(b)所示的开关特性是满意如下条件时测验的成果：dV/dt=2kV/ms，空载时刻=1.0ms，导通推迟时刻=2.5ms (推迟时刻是在最坏的运转状况下，并考虑栅极电阻和其它器材参数的离差后，从输入信号脉冲中心到树立电流安稳所需的时刻)。咱们已经过恰当挑选栅极导通电阻和阈值电压到达了这些条件。
除了这些可预先确认的特性外，用户还可操控模块的开关速度。象其它SPM系列相同，本文介绍的这种模块在高压侧MOSFET上供给敞开源极输入端，答使用户参加自己的阻抗单元来操控高压侧MOSFET的开关速度，然后在开关损耗与电磁搅扰之间作出最佳平衡。
运用方面的考虑
图4给出了本模块的一个运用示例。在图4(a)和(b) 的模仿中，假定结区温度Tj坚持为125℃;该温度为本模块的最大作业结区温度。经过这项模仿，肯定当模块外壳温度操控在100℃并选用空间向量调制 (SVPWM) 时，输出功率可大于Pout=100W，并答应Pd=16W的功率损耗。依据这些信息，咱们使用一台130W BLDC电机(正弦反电动势) 和图4(c)所示的电路，对模块的额外功率进行验证明验。试验中选用的散热片有用表面积约为100cm2。选用该散热片后，模块在20kHz SVPWM下可向电机输出150W的功率;热功耗为12W。而此刻模块的外壳温度为86℃，MOSFET结区温度为104℃，环境温度27℃。在相同条件下选用图4(d)所示的非接连PWM时，因为有用开关频率下降，模块的功耗可到达8W，而逆变器功率可到达95%。此刻，模块的外壳温度为62℃，结区温度为82℃(已考虑电机铁芯的损耗)，逆变器的损耗为整个体系功耗的27%。MOSFET逆变器的另一个长处是图4(e)所示的自举电压(阴极输出电压)。从图4(e)能够看出，电机的作业频率为10Hz。图中画出了自举电压和逆变器输出电流。当电流为正时，自举电压VBS保持在VCC=15V邻近，但当电流为负时，VBS就下降到挨近10V。这是因为不同电流方向选用不同的充电机制所形成 (参见图5)。当输出电流为正时，电流要么流经高压侧MOSFET，要么流经低压侧体二极管。在这种状况下，当低压侧体二极管导通时，将对自举电容CBS充电 (参见图5(a))。此刻，对CBS的充电电压可由公式(2)表明。
其间，VDbs是跨过阴极输出二极管的电压。假如充电电流小，Vchg只是进步Vf -VDbs；该差值最多为1V，它反映如图1(b)所示的低压侧体二极管上的压降。但当输出电流为负时，充电电压将由公式(3)表明。
Vchg = VCC + Rds(on)Io – (RBS + REH) Ichg – VDbs ; ; ; ; ; (3)
这儿，Io为输出电流。假如电流是负的，充电电压Vchg将随输出电流大幅下降，这是低压侧MOSFET作为主用开关时MOSFET的正向压降所造成的。这个自举电压是高压侧MOSFET的栅极驱动电源，且仅在电流为正时有意义。当电流为正时，因为MOSFET的Vf小，自举电压改变不大，因此无需大的自举电容。只需用较小的自举电容就可保持所需的自举电压，这个电压仅在电流为正时用来保持HVIC的待机电流。在过调高速电机运转状况下，高压侧MOSFET在输出频率的半个周期内全导通。例如，若选用单脉冲形式 (或6级阶梯波形式) 的PWM进行调制，输出频率为100Hz，则高压侧MOSFET的导通时刻可继续5ms。在此期间，不可能一直对自举电容充电，而自举电容的自举电压随HVIC待机电流的改变可按公式(4)核算。
ΔVBS =Δ tIQBS / CBS ; ; ; (4)
这儿，IQBS为HVIC的待机电流，并疏忽了CBS自身的漏电流。假定最大待机电流为100mA，CBS为1mF，那么，自举电压在5ms内的改变 芕BS也只要0.5V。这意味着，选用1mF的陶瓷%&&&&&%就足以保持这种MOSFET逆变器在整个运转进程中所需的自举电压。
除了 自举电路问题外，选用HVIC还会引起许多其他问题；特别当VB电平低于地电平常最为明显。在HV%&&&&&%中，高压侧栅极单元是用p-n结阻隔的，而输入信号要经过额外电压为625V的电平漂移MOSFET传输到高压侧单元。为了下降信号传输期间的功耗，将开关信号转换成置位复位脉冲;该脉冲触发对应电平漂移 MOSFET和高压侧单元中的置位复位(SR)闩锁电路。当VS低于 -5V时，电平漂移MOSFET不能传送触发信号到高压侧逻辑电路。并且，若VB小于0V，VB与逻辑地之间的寄生二极管将会导通；这会发生过量的电流，然后损坏HV
