本文剖析了逆变器的两种双环瞬时反应操控方法——电流型准PWM操控方法和三态DPM电流滞环盯梢操控方法，介绍其作业原理，剖析比较其动态和静态功能，并给出详细完成电路及体系仿真成果。
电流型双环操控技能在DC/DC变换器中广泛应用，较单电压环操控能够取得更优秀的动态和静态功能[3]。其根本思路是以外环电压调理器的输出作为内环电流给定，检测电感（或开关）电流与之比较，再由比较器的输出操控功率开关，使电感和功率开关的峰值电流直接跟从电压调理器的输出而改动。如此构成的电流、电压双闭环变换器体系瞬态功能好、稳态精度高，特别是具有内涵的对功率开关电流的限流才能。逆变器（DC/AC变换器）因为沟通输出，其操控较DC /DC变换器杂乱得多，前期选用开关点预置的开环操控方法[1]，近年来瞬时反应操控方法被广泛研讨，多种各具特色的完成计划被提出，其间三态DPM（离散脉冲调制）电流滞环盯梢操控方法功能优秀，易于完成。本文将电流型PWM操控方法成功用于逆变器操控，介绍其作业原理，与电流滞环盯梢操控方法比较动态和静态功能，并给出仿真成果。
三态DPM电流滞环盯梢操控方法
电流滞环盯梢操控方法有多种完成方法，其间三态DPM电流滞环盯梢操控功能较好且易于完成。参照图1，它的根本作业原理是：检测滤波电感电流iL，发生电流反应信号if。if与给定电流ig相比较，依据两个电流瞬时值之差来决议单相逆变桥的4个开关鄙人一个开关周期中的导通状况：ig-if>h时（h见图1，为电流滞环宽度，可按参考文献[1]P64式5？2选取）S1、S4导通，UAB=+E，+1状况；ig-if-h时S2、S3导通，UAB=“-”E，-1状况；|ig-if|h时S1、S3或S2、S4导通，UAB=“0，”0状况。两个D触发器使S1～S4的开关状况改动只能发生在周期性脉冲信号CLK（频率2f）的上升沿，也就是说开关点在时刻轴上是离散的，且最高开关频率为f。
仿真和试验标明，iL正半周，逆变器根本上在+1和0状况间切换，而iL负半周，逆变器根本上在-1和0状况间切换，只要U0过零点邻近才有少数的+1和-1之间的状况跳变，然后使输出脉动减小。
电流型准PWM操控方法
图1三态DPM电流滞环盯梢操控方法
归纳惯例PWM单、双极性作业方法的优缺点，并学习滞环操控技能，得到改进的电流环操控电路如图2。S3、S4根本上以低频互补，S1、S2以高频互补方法作业。其根本作业原理：
（1）ig正半周，即ig>0时
比较器CMP1输出高电平，S3一向关断。
时钟信号CLK的上升沿将触发器RS1置1，S1、S4导通，S2关断，UAB为+E，iL按式（1）上升
M1=diL/dt=（E-U0）/L（1）
当iL升至if>ig时RS1翻转，S1关断、S2导通，UAB为0，iL按式（2）改动
M2=diL/dt=-U0/L（2）
若U0>0，则iL下降，至开关周期完毕；而若U00，则iL持续上升，此刻或许呈现三种状况：
①if上升率小于ig，则if相对于ig下降至开关周期完毕；
②if上升率略大于ig，开关周期完毕时if大于ig而小于ig+h，则下一个开关周期仍坚持该状况（UAB为0）；
③若if升至ig+h，则CMP3翻转为1、将RS3清零，S4关断，负载经过D2、D3续流，UAB为-E，iL按式（3）下降至开关周期完毕。if的峰值不大于ig+h
M2=diL/dt=-（E+U0）/L（3）
（2）ig负半周，即ig 比较器CMP1输出低电平，S4一向关断。
时钟信号CLK的上升沿将触发器RS2清0，S2、S3导通，S1关断，UAB为-E，iL按式（3）下降。
当iL降至if时RS2翻转，S2关断、S1导通，UAB为0，iL按式（2）改动：若U0，则iL上升至开关周期完毕；而若U0>0，则iL持续下降，此刻也或许呈现三种状况：
①if下降率小于ig，则if相对于ig上升至开关周期完毕；
②if下降率略大于ig，开关周期完毕时if小于ig而大于ig-h，则下一个开关周期仍坚持该状况（UAB为0）；
③若if降至ig-h，则CMP4翻转为1，RS3清零，S3关断，负载经过D1、D4续流，UAB为+E，iL按式（1）上升至开关周期完毕。|if|的峰值不大于|ig-h|，即|ig|+h。
可见，这也是一种三态作业方法：iL与U0同相时，逆变器作业在PWM方法，在1状况和0状况（或-1状况和0状况）间转化；二者反相时，滞环才起作用，它使逆变器在1，0和-1三种状况间转化。
图2电流型准PWM
静态功能的比较
以某逆变器为例，剖析和比较上述两种操控方法下的动态和静态功能。电路参数：E=180VDC，L=1mH，C=20μF；调制频率为f；输出：U0=115VAC、fo=400Hz；额定负载：1kVA电流和电压反应系数分别为0.4167和0.25；电压调理器为PI型：扩大倍数 Ap=13？5，时刻常数τ1=0.27ms；
表1为不同负载和不同调制频率下U0与基准电压Ur的静态差错和U0的THD。
表1不同操控方法下的稳态功能的比较
图3起动及突加突降负载动态呼应进程
（a）三态DPM电流滞环盯梢操控方法
（b）电流型准PWM操控方法
剖析表1及仿真波形（略），发现：
（1）调制频率f较低时，电流型准PWM波形失真较严峻，但其THD随f升高而敏捷减小。
（2）功率开关管在电流型PWM方法时的均匀开关频率高于滞环方法，这意味着前者的开关损耗较大。
（3）电流型PWM方法下，谐波重量会集在调制频率及其整倍数邻近，而电流滞环盯梢操控方法下UAB的谐波比较均匀地散布在较宽的范围内，调制频率较低时简略发生较大的噪音。
（4）输出电压静差根本上不受电流盯梢方法、调制频率的影响，而首要取决于电压调理器参数，也受主电路参数影响。
动态功能的比较
因为开关点的离散性，DPM电流盯梢操控方法在操控电路中引入了一个时刻常数为1/f的等效纯滞后环节，对闭环体系的稳定性和动态功能有晦气影响。图3为起动及负载改动时两种操控方法下的电感电流iL和输出电压U0仿真波形。可见，PWM方法下的动态功能较好，特别是调制频率较低时，不同更显着。但随着调制频率的进步，滞后时刻常数减小，滞环方法的动态功能显着改进，接近于PWM方法。
改动PI电压调理器参数（减小扩大倍数或增大积分时刻常数）能够改进动态呼应的稳定性、减小动态压降，但又将增大静态差错，即重载时的电压下降，延伸调理时刻。换言之，在到达相同动态功能的前提下，电流型PWM操控方法答应较大的扩大倍数或较小的积分时刻常数，然后取得更好的静态功能。
结语
三态DPM电流滞环盯梢操控方法完成简略，开关损耗较低、失真较小。电流型准PWM操控方法能够取得较好的动态功能，特别是体系稳定性及较小的输出电压下降，电路完成比较杂乱，它适于调制频率较低或逆变器输出滤波电感L、%&&&&&%C较小的状况。而调制频率较高时，三态DPM电流滞环盯梢不失为一种简略而功能优秀的操控方法。
