在开关电源傍边，占空比发挥着重要的效果，它起着调整开关管导通时刻的效果，占空比的值越高，就意味着输出电压越高。占空比在反激电路的规划傍边也相同适用，接下来，就将为咱们介绍一种发生最大占空比的反激电路规划，以及变压器参数的确认。探索出了适用于各种PWM芯片的高频反激直流电路算法。
PWM操控器的挑选
电路规划傍边，几种常见的高频反激式电源集成操控器有两种类型，单芯片式和双芯片式。许多出产商都依据自己的 IC原理编制了电路的规划程式，这些程式都是针对芯片的特有参数规划的，从原理上都能彼此解说 ，但却不能通用。比照这些核算程式能够得出：挑选 PWM操控器的IC时应考虑不同操控 IC的不同参数，比如功率操控等级、电流或电压操控形式、频率的要求;不管选用何种驱动芯片，影响变压器规划的主要参数仅仅频率及操控的最大占空比，其它参数对外部主电路核算的影响可疏忽不计;能够在此基础上找到一种契合反激式电路原理并适宜不同 PWM芯片的电路规划方法。
Flyback反激电路原理剖析
首要从反激式开关电源的根本原理图开端，如图1所示，输入电源首要通过EMC电路滤除差摸及共模搅扰，并对沟通输入进行整流。 PWM芯片决议MOSFET的导通与截止。在 MOSFET导通期内，能量贮存在励磁电感中，次级整流管是截止的，变压器为空载作业;在 MOSFET截止期内变压器励磁电感中的储能开释，转变成感应电势传送到次级，通过整流和滤波后输出直流电压。
图 1高频反激式电源根本原理
若初级电流通过磁化电感区后降至零，即为不接连导通形式;若磁化电流未降至零，则为接连导通形式。反激电路作业于接连形式时，其变压器磁心的利用率会明显下降，所以无特殊情况应避免运用。
PWM集成芯片一般接纳电流负载最大的输出电路反应信号，由此来调理 MOSFET的占空比。假如输出的负载增大，则 PWM脉冲操控的导通时刻添加，流过初级线圈的电流线性上升，电流峰值增大，变压器储能添加，然后可进步次级带负载才能。开关管和输出整流管的振铃可引起高频 EMI或许环路不稳，处理的方法一般是加吸收电路。
依据最大导通时刻核算方法的推导
高频反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，其规划中的彼此限制要素许多。在核算过程中 MOSFET与变压器的铁心可依据规划者的需求在必定范围内挑选，本文建议从操控最大占空比参数下手。PWM操控芯片一旦选定，其作业频率与最大占空比也就确认了下来，若超出最大占空比，电源很简单进入非正常作业形式。已知的参数
由规划人员依据用户需求确认的参数包含：最大输入电压 Uinmax、最小输入电压 Uin min、各路输出电压 Uo1、Uo2⋯Uon、各路输出电流(最大值)Io1、Io2⋯Ion、最大输出的功率总和 Pomax。
由规划人员挑选的 PWM芯片决议的参数包含：开关频率 fsw、MOS管最大导通时刻 Tonmax、最大占空比 Donmax。
依据电路特色和规划经历估量的参数包含：变压器功率η、变压器励磁电感系数 Klk。
变压器的漏感很小，一般可假定 Klk=0.95(漏感为初级电感的 5%)。反激时励磁电感中的储能乘以开关电源功率，即为输出功率，反激式电源功率η一般为 0.7～0.8，这儿设η=0.75。
简化核算的假定
图2 示出反激电源拓扑电路。
图中Lm：励磁电感、Llk1：初级漏感、Llk2：次级漏感。
假定：若磁芯带有空气隙，其磁导G 远小于铁氧体，所以在核算磁路磁导时疏忽铁氧体的磁导，而只计空气隙的磁导;因为高频变压器线圈匝数一般很少，能够疏忽变压器线圈电阻，因此在MOS管导通期内变压器初级电流呈线性上升;在任何时候磁芯都无磁通饱满，即应选取饱满磁通密度高，且有足够大的磁路截面积的磁芯;反激规划合理，在最小电压输入最大功率输出时，初级线圈处于临界接连形式，MOSFET导通瞬间有电流I=0，MOSFET关断时有变压器初级峰值电流Ipk。
励磁电感的推导
若选定芯片最大导通占空比为Don max，则MOSFET 最大导通时刻：
假定Klk=0.95，η=0.75，则一个周期内变压器贮存并开释的总能量：
一起，能量来自MOSFET 导通时段初级线圈储能：
励磁电感Lm=Klk=Lp。
反激电压Uf 的确认及MOS 管的选取
图3 示出反激电源作业时MOSFET 漏-源极电压uds 波形
假定滤波%&&&&&%足够大，在拓扑电路反激过程中，励磁电感放电电流iLm 也是线性改变，如图4 所示。
图4 Ilm与Uds的联系
MOSFET 关断时电压均值等于输入电压与变压器反激电压之和。由图4可见，MOSFET 关断时有一个尖峰噪声电压，该噪声电压和泄放回路的规划、MOS 管的关断速度这两个要素有关。规划Uf 时有必要考虑变压器饱满磁通密度、MOS 管的耐压值、PWM芯片的最大导通时刻。如图4 所示，若tint=0，电源作业在临界接连形式。tint 阶段变压器无电能传递，所以理论上Uf 应尽量小。假如Uf 规划合理，则在最小输入电压及最大功率输出时tint=0，电源作业在临界接连形式。此刻：
由此式可估量出Uf。选取MOS 管耐压应超越峰值电压，电流额定值大于Ipk，导通时电阻越小越好。变压器参数的确认
初次级匝比的核算：
式中Udiode———次级高频整流管的通态压降
可由AwAe 法求出所需的变压器铁芯：
式中Aw———磁芯窗口面积，cm2 Ipk———初级峰值电流，A;
Ae ———磁芯截面积，cm2 Lp———初级电感量，μH;
Bw———磁芯作业磁感应强度，T;
Ko———窗口有用运用系数，依据安规的要求和输出路数决议，一般为0.2～0.4;
Kj———电流密度系数，一般取395A/cm2;
依据求得的AwAe 值挑选适宜的磁芯，一般尽量挑选窗口长宽比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有用运用系数较高，一起能够减小漏感。
初次级匝数及气隙核算
恰当加大气隙，可恰当减小需求的初级电感量，避免铁芯饱满。但气隙越大，漏感也越大。因为：
式中lg———气隙长度Np———初级匝数。
至此，高频反激电源变压器部分规划推导完毕。
核算举例
用TNY2634 制造开关电源，输入直流电压20～28V，要求开关电源输出直流电压12V，输出功率6W，变压器功率假定0.95，电源开关频率为130 kHz，最大占空比为0.5。由式(4)得初级电感值Lp=57.8!H，由式(9)得反激电压Uf=20V。选定次级高频整流管的通态压降Udiode=0.7V，由式(10)得Np /Ns=1.575。假定选用铁氧体磁路截面积为11×10- 6m2， 空气隙长度为(0.17×2)×10- 3m。由式(13)得初、次级线圈匝数Np =37.7 匝;由式(14)得次级线圈匝数Ns=24 匝。
本篇文章对核算比较困难的新手来说很有协助。主要对反激式电压的公式进行了确认。而且依据MOS管的最大通导时刻进行了各种算法的实践核算。从本篇文章傍边能够看出，假如要完结一个完好的电路，需求处理EMC、泄放回路的核算、输出滤波规划等一系列的问题。电源规划还有许多常识值得咱们持续学习。
