针对现有非阻隔负电压DC/DC开关电源在带负载才能以及输出纹波上的缺乏，本文提出选用Boost开关电源操控芯片LT1935及分立元件完成了图2所示原理的依据峰值电流操控的新式非阻隔负电压DC/DC开关电源规划计划，使现在接连电流形式（CCM）下输出电容能一直经过输出电感得到充电。然后有用按捺输出纹波的影响，确保了负电源的高功率作业和带负载才能。试验成果验证了本计划的可行性和有用性。
跟着电子技能的飞速发展，现代电子丈量设备往往需求负电源为其内部的集成电路芯片与传感器供电。如集成运算扩大器、电压比较器、霍尔传感器等。负电源的好坏很大程度上影响电子丈量设备运转的功用，严峻的话会使丈量的数据大大违背预期。现在，电子丈量设备的负电源一般选用抗干扰才能强，功率高的开关电源供电方法。以往的阻隔开关电源技能经过变压器完成负电压的输出，但这会增大负电源的体积以及电路的杂乱性。而跟着越来越多专用集成DC/DC操控芯片的呈现，使得电路简略、体积小的非阻隔负电压开关电源在电子丈量设备中得到了越来越广泛的运用。因而，对非阻隔负电压开关电源的研讨具有很高的实用价值。
传统的非阻隔负电压开关电源的电路拓扑有以下两种，如图1、图2所示。图3是其滤波输出电容的充电电流波形。由图3可见，选用图2结构的可取得输出纹波更小的负电压电源，而且在相同电感峰值电流的情况下其带负载才能更强。因为图2的开关器材要接在电源的负极，这会使得其操控电路会比图1来得杂乱，因而在商场也没有完成图2电路结构（类似于线性稳压电源调理芯片7915功用）的负电压开关电源操控芯片。
图1 传统的非阻隔负电压开关电源电路结构1
图2 传统的非阻隔负电压开关电源电路结构2
图3 两种开关电源滤波电容的充电电流波形
本文规划的非阻隔负电压DC/DC开关电源如图4所示，负电源作业在接连电流形式。当电源操控器LT1935内部的功率三极管导通时，直流电源给输出电感L1和输出电容C1充电。当电源操控器LT1935内部的功率三极管关断时，输出电感L1中的电流改由经过肖特基二极管VD1供给的低阻抗回路继续给输出电容C1充电直至下一个周期电源操控器LT1935内部的功率三极管再次导通。可见电容C1在输出电感L1贮存能量和开释能量的过程中均取得充电，然后减小了输出纹波电压。一起，在CCM条件下，输出电流在LT1935内部功率三极管的导通和关断期间均经过输出电感L1,这很大程度上按捺了输出电流的动摇，下降了输出纹波电流的影响，然后大大添加体系的带负载才能和功率。
反应操控回路选用了峰值电流操控。比较传统的电压操控，峰值电流操控一方面能很好的改进电源的动态呼应，另一方面还能完成快速的过电流维护，很大程度上进步了体系的可靠性。因为选用了电源操控器LT1935，其内部集成了峰值电路操控电路和斜坡补偿电路，非阻隔负电压DC/DC开关电源反应回路规划即转换为补偿网络规划，然后大大简化了反应回路的规划。
为避免过高的直流电源对电源操控器的损害，这儿运用稳压管VD2和VD3完成过电压维护。
图4 非阻隔负电压DC/DC开关电源硬件电路图
2 补偿网络
2.1 非阻隔负电压开关电源小信号建模
从本质上来讲，本文介绍的非阻隔负电压DC/DC开关电源为非阻隔负电压Buck开关电源，其等效功率级电路原理图如图5所示，这儿考虑了输出滤波电容的等效串联电阻Resr对体系的影响。
图5 非阻隔负电压Buck开关电源等效功率级电路原理图
图6给出图5使用均匀电路法树立的非阻隔负电压Buck开关电源CCM大信号模型。设Vi为输入电压的稳态值，Vo为输出电压的稳态值，Vpc为受控电压源两头电压的稳态值，Ii为输入电流的稳态值，IL为输出电感电流的稳态值，D为占空比的稳态值。
图6 非阻隔负电压Buck开关电源CCM大信号模型
引进上述稳态值对应的小信号扰动
依据等式（5）和等式（6），即可得到图7所示的用抱负变压器标明非阻隔负电压Buck开关电源的CCM小信号模型。
图7 非阻隔负电压Buck开关电源CCM小信号模型
2.2 补偿网络规划
图8为电流接连形式下峰值电流操控（CCMCPM）型非阻隔负电压Buck开关电源的体系框图。操控环路包括了电流内环和电压外环两个部分。补偿网络归于电压外环，因而规划补偿网络需求先树立包括电流操控内环的小信号模型。
图8 CCM-CPM型非阻隔负电压Buck开关电源体系框图
假定体系安稳，且疏忽输出电感纹波电压及人工斜坡补偿的影响，则输出电感电流等于操控电流，即：
依据图7所示的非阻隔负电压Buck开关电源CCM小信号模型，一起将等式（7）带入化简得，CCM-CPM型非阻隔负电压Buck开关电源的动态方程为：
使用等式（8）和等式（9）能够很简略的树立图9所示的CCM-CPM型非阻隔负电压Buck开关电源小信号模型。
图9 CCM-PWM型非阻隔负电压Buck开关电源小信号模型
考虑到操控电流与操控电压满足：
式中Rs为电流采样电阻；k为采样电流扩大系数。将式（10）带入式（9），得操控电压与输出电压的传递函数Ap（s）为：
剖析可知，操控目标Ap （s）为单极点型操控目标，而且受等效串联电阻的影响，其高频特性差，按捺高频噪声的才能弱。
因而依据图10所示的CCM-CPM型电压外环体系框图，所规划的补偿网络不只要进步体系的稳态特性和呼应速度，而且要增强体系的抗干扰才能。
图10 CCM-CPM型电压外环体系框图
图11为实践非阻隔负电压DC/DC改换电路补偿网络的硬件电路图。
图11 补偿网络硬件电路图
补偿网络的静态扩大倍数与电源操控器反应引脚相对于其参阅地的静态作业电压Vf成正比，这儿的静态作业电压Vf满足如下关系式：
留意Vf的值应在适中的规模，当取值太大，会下降体系的信噪比。当取值太小，体系的灵敏度和稳态特性都会下降。
补偿网络的动态特性经过电容C2、C3、C4来补偿。其间电容C2引进超前校对，有用的进步了体系的动态安稳性。电容C3则增大了体系的带宽。而电容C4起到了旁路高频噪声的作用。因而经过合理的挑选C2、C4、C4的电容值，能够使体系取得较满足的动态补偿作用。
3 试验研讨
对图4所示的电路进行试验研讨，试验电路的主要参数为，输入电压Vi=-24V,输出电压Vo=-15V,输出电感L1=33μH,输出电容C1=10μF,二极管VD1为肖特基二极管1N5819。
由图12所示的输出电压波形可得，使用图4所示的非阻隔负电压DC/DC开关电源能够很简略完成负电压的安稳输出。而且反应回路的静态扩大倍数很大，使输出的负电压有很好的稳态特性。
图12 满载时LT1935内部功率三极管集电极电压和输出电压波形示意图
图12给出了满载情况下电源操控器LT1935内部功率三极管集电极输出电压的波形。可见在满载时体系不会发生过高的峰值电流，电感电流的动摇小，即输出纹波电流得到很好的按捺，有利于非阻隔负电压DC/DC开关电源的高功率作业和带负载才能。一起体系的开关频率很高，反应回路的带宽得到了确保。
图13给出了满载情况下输出纹波电压的波形，明显，输出纹波电压的动摇小，且无脉动，输出纹波电压得到了很有用的按捺。
图13 满载时输出电压和输出纹波电压波形示意图
4 定论
提出了一种依据峰值电流操控的新式非阻隔负电压DC/DC开关电源规划计划。在接连电流形式下，确保输出%&&&&&%能经过输出电感得到继续充电，使输出纹波得到了有用的按捺，然后到达进步体系带负载才能以及功率的意图。一起结合均匀电路法构建该开关电源在CCM条件下的小信号模型，规划了电压外环的补偿网络，增强了体系的全体功用。试验测验标明，本计划简略、合理、可行，具有必定的工程实践意义。
