固定频率升压转换器十分适合于以恒流形式驱动LED串。这种转换器选用不接连导电形式(DCM)作业，能够有效地用于快速调光操作，供给比选用接连导电形式(CCM)作业的竞赛器材更优异的瞬态呼应。当LED导通时，DCM作业能够供给快速的瞬态功能，为输出电容从头充电，因而将LED的模仿调光降至最低。为了恰当地安稳DCM升压转换器，存在着小信号模型。但是，驱动LED的升压转换器的沟通剖析，跟运用规范电阻型负载的升压转换器的沟通剖析不同。由于串联二极管要求直流和沟通负载条件，在推导终究的传递函数时有必要十分审慎。
本计划先将运用依据所研讨转换器之输出电流表达式的简化办法。然后将深入研讨运用计划，验证丈量精度，并与理论推导进行比较，终究验证了本计划的实用性。
第1部分：的驱动LED串的DCM升压转换器的理论
1 驱动LED串以发光的升压转换器
图1显现了驱动LED串的安稳频率峰值电流作业形式升压转换器的简化电路图。输出电流被感测电阻Rsense继续监测。相应的输出电压施加在操控电路上，继续调理电源开关的导通时刻，以供给安稳的LED电流Iout.这便是受控的输出变量。
图1:动LED串以发光的升压转换器
发光时， LED串会在LED衔接的两头发生电压。这电压取决于跟各个LED技能相关的阈值电压VT0及其动态阻抗rd.因而，LED串两头的总压降便是各LED阈值电压之和VZ,而而动态阻抗rLEDs表明的是LED串联动态阻抗之和。图2显现的是选用的等效电路。您能够自己来对LED串压降及其总动态阻抗进行特征描述。为了丈量起见，将LED串电流偏置至其额定电流IF1.一旦LED抵达热安稳，就丈量LED串两头的总压降Vf1.将电流改变为稍低值IF2并丈量新的压降VF2.依据这些值，您可核算出总动态阻抗，即：
“齐纳”电压约等于LED串电压VF1减去rLEDs与丈量点电流之积：
图2:LED选用串联衔接
需对它们的阈值电压进行累加;而总动态阻抗是串联衔接的各个LED动态阻抗之和。回头再看图1,LED串与感测电阻Rsense串联。总沟通(ac)阻抗因而便是两者之和：
图3是大幅简化的等效直流(dc)电路图。直流输出电压Vout等于输出电流Iout与电阻Rac之积再加齐纳电压，在沟通条件下，由于齐纳电压安稳，故上述等式可简化为：
图3:直流简化电路图
2 简化模型
电流源实践上指的是从输入电源取得并无损耗地传输到输出的电流。电流源能够被操控电压Vc向上或向下调理，而Vc逐周期设定电感峰值电流。操控器经过升压转换器开关电流感测电阻Ri来观测电感峰值电流，并以此作业。当Ri两头电压与操控电压匹配时，电源开关就被指示封闭。假如咱们现在来考虑沟通电路图，就要考虑电容及其寄生元件，如图4所示。
图4:沟通模型运用跟电容模型相关的总阻抗Rac
在存在补偿斜坡的状况下，操控电压不再是固定的直流电压，而是斜率会影响终究峰值电流设定点的斜坡电压。图5显现了终究波形。抵达峰值电流值的时刻比不存在斜坡的状况下更快，就好像咱们会人为添加电流操控感测电阻Ri相同。它有下降电流操控环路增益及下降接连导电形式(CCM)下两个极点的效果。当转换器过渡到DCM时，依然存在斜坡，有必要予以顾及。
图5:由于补偿斜坡的原因，峰值电流并不等于操控电压除以Rsense
3 完好沟通模型
已然咱们现已推导出一切系数，咱们就能够更新原先图4中中所示的模型。更新的电路图如图6示。R1对应于等式(20)中的系数，并可推导出与输出电压调制直接成正比的电流。
图6:沟通模型图
4 运用脉宽调制(PWM)进行调光操控
咱们将运用下面的值来查验咱们的核算。这是一款DCM升压转换器，为22V压降的LED串供给安稳功率，具体参数参看附件。
图7:均匀模型协助验证作业偏置点及沟通呼应
图8:波特图确认了直流增益及极点方位
第2部分：LED调光操控体系的实践运用计划与验证
1 LED调光操控体系电路图
高亮度白光LED的模仿调光会发生色偏。PWM数字调光操控是防备色偏的首选调光办法，由于发光强度将是均匀流明强度。PWM导通周期期间的LED电流幅值与调光比为独立互不影响。
图12代表的是轿车运用LED调光操控体系，其在封闭形式下静态电流耗费低于10 A.它选用安森美半导体的NCV887300 1 MHz非同步升压操控器，此器材以安稳频率不接连峰值电流形式作业。负载包括一串共10颗的串联Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED.相应的电路板如图13所示。
图12:用了NCV887300的LED PWM调光操控电路
图13:NCV887300 LED演示电路板
2 LED沟通动态阻抗特性判定
依据制造商数据表中在特定作业条件下测得的特征曲线，能够近似得出LED动态阻抗。体系具体热作业条件或许大不相同。第1部分的文章中介绍了体系LED动态阻抗的体系级办法，这办法对器材进行了体系级热条件下的特性判定。就第2部分的文章而言，咱们运用频率呼应剖析仪，在100% PWM占空比的热安稳作业条件下，丈量电路内的电流感测电阻、PWM FET阻抗及累积串联动态阻抗见下图14。
图14:电流感测反应网络的电路内小信号呼应
3 体系功能测验
图12中所示的LED调光电路的1000:1 200 Hz PWM调光作业波形如图15所示。VC波形上有少量补偿电容电压放电，这是Q9双向开关呼应时刻与透过D19的PWM钳位激活之间的竞赛条件发生的成果。电阻R29被引进，与钳位二极管D19串联衔接，以约束补偿网络电荷耗尽。VFB波形保持想要的数字波形及幅值(无模仿调光)。
PWM信号指令转为低态后呈现额定短路继续时刻GDRV波形(第6个脉冲)，这是NCV887300内部逻辑传达推迟呼应时刻的成果。此额定脉冲的能量有利于协助保持输出升压%&&&&&%中的电荷，由于它补偿了深度PWM调光作业形式期间的某些寄生漏电流能量损耗。
图15:1000:1 200 Hz深度调光作业
第三部分：定论
本计划分两部分进行，第1部分介绍的驱动LED串的DCM升压转换器的理论小信号呼应等式;在第2部分中有效地运用于剖析LED PWM调光电路。计划中探讨了200 Hz 1000:1深度调光才能的实践层面问题。最终运用仿真和丈量成果，与疏忽相位差错的状况进行比较得到1000:1 200 Hz PWM作业波形显现出了极佳的作业功能。然后也证明了本计划的实用性。
