摘要：规划了一个1.1W单通道自适应滤波的D类音频功率扩大器，该功率扩大器选用双方对称三角波作为载波的PWM调制方法，有用下降功放的总谐波失真度。测验成果表明：在5V电源电压下驱动4Ω负载，可供给1.1W的额外输出功率，功率高达90%。电路选用共模反应的全差分扩大输入规划具有高噪声按捺比，低静态电流与较强的抗电源搅扰EMI的特色。
导言
跟着便携式电子产品的不断发展，功率扩大器的功能对产品的质量有着重要的音响。传统的线性功放(A、B、AB类)虽然有杰出的线性度和 THD等功能，但都有一起的缺点，功率都低于50%，功耗大，制约在便携式产品上的运用。而高功率、节能、低失真、体积小D类功放越加遭到人们喜爱。
本文规划了一种自适应滤波全差动音频扩大器，电路2.5V-5.5V的宽电压作业范围，2.8mA的静态电流，0.5uA的关断电流，芯片内部发生 250kHz的开关频率，带共模反应的全差分扩大输入，9mS的延时发动时刻，能有用避免开机浪涌电流发生的爆音搅扰。该电路选用自适应滤波结构，具有高功率、低静态电流与较强的抗电源搅扰EMI的特色。
1 体系电路规划
本文提出了芯片体系如图1所示，扩大器内部是由两级全差分扩大电路、PWM波形比较器、去尖峰逻辑电路、逻辑门驱动输出、延时发动电路、三角波发生电路、基准和偏置电路、过载维护电路组成。
输入差分信号通过全差分扩大器扩大之后，与250kHz的三角波信号比较，发生了PWM波。在波形发生后，通过波形的整形和去尖峰电路，得到比较纯洁的PWM波形。然后进入H桥式驱动电路输出脉冲信号VO+，VO+驱动扬声器发声。
2 首要单元电路规划与完成
2.1 输入扩大级
D类功放的输入扩大信号是通过闭环的运算结构来完成的。这儿运用了两级全差分运算扩大器图2所示，全差分运放内部结构为榜首级选用折叠式共源共栅运放，第二级选用共源输出级，并参加Miller补偿，进步体系相位裕度。如图3所示。
在高增益全差分扩大器中，输入级的差分MOS管和有源负载的失配会对使得全差分运放的共模输出电平不安稳。因而为使全差分运放的输出共模电平的电位到达一个固定值，规划中参加了一个共模反应网络。图3中OPAMP运放的输入端信号电位P582_G等于三角波信号Q2_B的中点电位。这个运放在整个电路中构成负反应，那么该运放的反相端电位Vout CM信号的电位等于同相端的电位P582_G。这样，全差分共模输出电位安稳为电位P582_G。
榜首级全差分运放OPAMP1中，R3和R4是外部的元器件，内部反应电阻R908和R909电阻都为150kΩ。榜首级全差分运放的增益为：
第二级全差分运放OPAMP2中，R808和R809阻值约为113kΩ，是内部输入电阻，R629和R771阻值约为240kΩ，是内部反应电阻。第二级全差分运放的增益为：
整个电路的增益为20。
假如外部的电阻改变那么整个电路的增益为：
2.2 三角波振动电路
本文选用的三角波振动电路如图4所示，首要包含振动中心电路，比较器和锁存器等。输入R182_MINUS信号供给一个挨近1/2Vdd的电压，这个电压通过运放跟从，加在R197上发生一个电流，这个电流通过镜像电流源镜像给R176和R179支路，及P1634和N1637支路。当三角波振动电路作业时，电容C44上的Vc的电位与V1、V2电位进行比较，输出操控P1634、N1637、P1635、N1636的开断。
当VcV1V2时，S端为“0”、R端为“1”：Q端为“0”、QN端为“1”。P1634和N1636敞开，N1637和P1635封闭，I1电流源对电容C44充电，Vc电位升高。I2电流源电流从N1636流出，使得I2电流源不会进入线性区。
当V1VcV2时，S端为“1”、R端为“1”；Q端坚持为“0”、QN端坚持为“1”。P1634和N1636敞开，N1637和P1635封闭，I1电流源对电容C44充电，Vc电位持续升高。
当V1V2Vc时，S端为“1”、R端为“1”；Q端变为“1”、QN端变为“0”。N1637和P1635敞开，P1634和 N1636封闭，I1电流源通过P1635流出，使得I1电流源不会进入线性区。I2电流源对电容C44放电，Vc电位开端下降。
当V1VcV2时，S端为“1”、R端为“1”：Q端坚持为“1”、QN端坚持为“0”。N1637和P1635敞开，P1634和N1636封闭，I2电流源对电容C44放电、Vc电位持续下降。
以上进程周期循环，因为对电容C44充电的电流安稳，那么%&&&&&%上的电压C44 PLUS为三角波。
图4中发生三角波的信号幅值VTR与频率fTR分别为：
可获得振动频率大约为250kHz的三角波。
2.3 PWM比较器电路
PWM比较器电路的功能直接影响到输出调制信号的准确度，因而需求树立时刻快、转化速率高而且能够避免噪音扰动的高功能比较器。PWM比较器电路如图5所示。
Vout信号是全差分运放OPAMP2的输出，Q2_B信号是三角波信号。两个信号进入Q1和Q2为输入端的比较器中。通过反相器和施密特触发器X59整形后输出PWM方波信号X59_VO。这个信号X59_VO反应到了比较器的N2619的输入端，比较器的另一N2618输入端信号为三角波的中点电位 P582_G。
当Vout信号电位大于Q2_B电位时，比较器输出端VO为低电位，通过反相器和触发器后得到高电位信号X59_VO。信号X59_VO与电位 P582_G比较后，更有利于使VO电位成为低电位。从电流视点来剖析，当Vout大于Q2_B，8倍的I电流都从Q1和P374这条支路流过，一起 X59_VO大于P582_G使得一倍的I电流从N2619和P374流过，这样一共流过P374的电流为9倍
I电流。当Vout信号电平与Q2_B正好持平时，流过Q2的电流和Q1的电流都为4倍I电流，那么流过P374的电流为5倍I电流，流过P369的电流为4倍电流。在这种情况下，VO还将坚持本来的低电位。整个比较器就比如施密特触发器那样，对信号有安稳效果。
2.4 内部频率和第二级差放增益调整电路
电路内部规划了同步对第二级全差分运放增益和三角波频率的调整电路，如图6所示。
电路中选用挑选烧断4个多晶电阻的方法来调理，选用4线-16线译码器输出电位，来操控mos管的通断来操控电路内部电阻阻值。
电路内有4个烧写点T1、T2、T3、T4，外加一个公共烧写点T0。烧断电阻后，该支路电位为高电位;没有烧断为低电位，成果见表1所示。
3 仿真成果与剖析
选用cadence的spectre仿真器，运用CSMC0.5UM 5V混合工艺模型参数对整个电路进行了仿真。
首要对输入级运放的开环增益、闭环增益、相位裕度和功耗等特性进行了仿真。成果如图8所示，其间当电源电压Vin=4.6V，Temp=27℃，运放低频开环增益为110dB，闭环增益为20 dB、相位裕度大于65deg，单位增益带宽为19MHz，功耗约为12mW。
(a)全差分运算扩大器闭环增益
(b)全差分运算扩大器开环增益
三角波振动电路的仿真成果如图9所示，X1544 Y对应Q端信号，X1545 Y对应QN端信号。C44 PLUS对应三角波振动波，VH=2.8V，VL=1.5V， 仿真得三角波和方波的周期均为4us。振动频率大约为250kHz。
比较器电路的输出波形如图10所示，5V电源电压，接入1kHz正弦信号，调制信号为250kHz的三角波信号。能够看出，当音频信号改变时，PWM信号翻转速度很快，避免了输出信号的交越失真。
4 总结
本文根据CSMC 0.5UM 5V混合工艺规划了一种1.1W自适应滤波D类音频功率扩大器。要点介绍了输入级运放电路和脉宽调制PWM模块以及发生高精度电压的基准电路模块。从仿真试验成果显现，规划的功率扩大器完成了大功率条件下高功能D类音频功放的规划要求。该芯片选用BGA方式的封装，外围只需求3个%&&&&&%，运用上能够做到微型化，运用在PDA和移动电话中。
