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简介
在剖析长途站点的资料时，无法把探针放进资猜中，此刻，高频收发器为准确量化资料的体积分数供给了一种可行的办法，并且不存在直接触摸资料时的晦气影响。正交调停器为丈量这些运用的起伏和相移供给了一种强壮的新办法。这儿谈到的接纳器信号链选用ADL5380宽带正交解调器、 ADA4940-2超低功耗、低失真、全差分ADC 驱动器和AD7903双通道、差分、16 位、1 MSPS PulSAR® ADC，不光能够供给准确的数据，一起还能保证操作的安全性和经济性。
在图1 所示接纳器中，一个接连波信号从发射(Tx)天线宣布，经过待剖析的资料，抵达接纳(Rx)天线。接纳到的信号将相关于原始发射信号进行衰减和相移处理。该起伏改动和相移可用来确认前言内容。
起伏和相移能够直接相关元件的透射率和反射率特色，如图2 所示。举例来说，在油气水流中，关于介电常数、损耗和分散度而言，水高，油低，气超低。
接纳器子体系的完成
图3 所示接纳器子体系把RF 信号转化成数字信号，以准确丈量起伏和相位。信号链由一个正交解调器、一个双通道差分放大器和一个双通道差分SAR ADC 构成。这种规划的首要意图是在高频RF输入动态规模较大的条件下，取得高精度的相位和起伏丈量成果。
正交解调器
正交解调器供给一个同相(I)信号和一个正好反相90°的正交(Q)信号。I 和Q 信号为矢量，因而，能够用三角恒等式核算接纳信号的起伏和相移，如图4 所示。本振(LO)输入为原始发射信号，RF 输入为接纳信号。解调器生成一个和差项。两个信号的频率彻底相同，ωLO = ωRF，因而，成果会过滤掉高频和项，差项则驻留于直流。接纳信号的相位为ϕRF，不同于发射信号的相位ϕLO。该相移为ϕLO – ϕRF，是前言介 电常数导致的成果，有助于确认资料内容。
实在I/Q 解调器具有许多缺点，包含正交相位差错、增益不平衡、LO-RF 走漏等，一切这些都会导致解调信号质量下降。要挑选解调器，首要确认RF 输入频率规模、起伏精度和相位精度要求。
ADL5380 选用5 V 单电源供电，可接受400 MHz 至6 GHz 规模内的RF 或IF 输入频率，是接纳器信号链的抱负挑选。依据装备，可供给5.36 dB 电压转化增益，其差分I 和Q 输出能够把2.5 V p-p差分信号驱动至500 Ω 负载。在900 MHz 时，其噪声系数为10.9 dB，IP1dB 为11.6 dBm，三阶交调截点(IIP3)为29.7 dBm，动态规模超卓；而0.07 dB 的起伏平衡和0.2°的相位平衡则可完成超卓的解调精度。选用高档SiGe 双极性工艺制作，供给微型4 mm × 4 mm、24 引脚LFCSP 封装。
ADC 驱动器和高分辨率精细ADC
ADA4940-2 全差分双通道放大器具有杰出的动态功能和可调输出共模，是驱动高分辨率双通道SAR ADC 的抱负之选。该器材选用5 V 单电源供电，在2.5 V 共模下可供给±5 V 差分输出。依据装备可供给2 倍增益(6 dB)，并把ADC 输入驱动至满量程。RC滤波器(22 Ω/2.7 nF)有助于约束噪声，削减来自ADC 输入端容性DAC 的反冲。选用专有SiGe 互补双极性工艺制作，供给微型4 mm× 4 mm、24 引脚LFCSP 封装。
AD7903 双通道16 位1 MSPS 逐次迫临型ADC 具有超卓的精度，满量程增益差错为±0.006%，失调差错为±0.015 mV。该器材选用2.5 V 单电源供电，1 MSPS 时功耗仅12 mW。运用高分辨率ADC的首要方针是完成±1°的相位精度，尤其是当输入信号的直流起伏较小时。ADC 所要求的5 V 基准电压源由ADR435低噪声基准电压源发生。
如图5 所示，接纳器子体系运用ADL5380-evalZ, EB-D24CP44-2Z, eval-AD7903SDZ, 和 eval-SDP-CB1Z评价套件完成。这些电路组件针对子体系中的互连优化。两个高频锁相输入源供给RF 和LO 输入信号。
表1 总结了接纳器子体系中各个组件的输入和输出电压电平。在 解调器的RF 输入端，11.6 dBm 的信号发生的输入在ADC 满量程 规模的–1 dB 之内。表中假定，ADL5380 的负载为500 Ω，转化增 益为5.3573 dB，功率增益为–4.643 dB，ADA4940-2 的增益为6 dB。 该接纳器子体系的校准程序和功能成果将在后续章节评论。
表1. 接纳器子体系各组件的输入和输出电压电平
| RF 输入 (dBm) |
ADL5380 输出 | AD7903 输入 (dBFS) |
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| (dBm) | (V p-p) | ||
| +11.6 | +6.957 | 4.455 | –1.022 |
| 0 | –4.643 | 1.172 | –12.622 |
| –20 | –24.643 | 0.117 | –32.622 |
| –40 | –44.643 | 0.012 | –52.622 |
| –68 | –72.643 | 466µ | –80.622 |
接纳器子体系差错校准
接纳器子体系有三个首要差错源：失调、增益和相位。
I 和Q 通道的各个差分直流起伏与RF 和LO 信号的相对相位存在 正弦联系。因而，I 和Q 通道的抱负直流起伏能够经过以下方法核算得到：
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(3) |
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(4) |
跟着相位移过极化坐标，抱负状况下，有些方位会发生相同的电 压。例如，I（余弦）通道上的电压应与+90°或–90°相移相同。可是，关于本应发生相同直流起伏的输入相位，稳定相移差错（不受RF 和LO 的相对相位影响）会导致子体系通道发生不同成果。这种状况如图6 和图7 所示，其间，当输入应为0 V 时，成果发生了两个不同的输出码。这种状况下，–37°的相移远远大于含有锁相环的实在体系的预期值。成果，+90°实践上表现为+53°，–90°表现为–127°。
经过10 个进程从–180°到+180°搜集成果，其间，未校对数据发生图6 和图7 所示椭圆形。经过确认体系中的额定相移量，能够处理该差错问题。表2 显现，体系相移差错在整个传递函数规模内都是稳定不变的。
表2. 接纳器子体系在0-dBm RF 输入起伏条件下的实测相移小结
| 输入相位 RF至LO | 均匀I 通道输出代码 | 均匀Q 通道输出代码 | I 通道电压 | Q 通道电压 | 实测相位 | 实测接纳器子体系相移 |
| –180° | –5851.294 | +4524.038 | –0.893 | +0.690 | +142.29° | –37.71° |
| –90° | –4471.731 | –5842.293 | –0.682 | –0.891 | –127.43° | –37.43° |
| 0° | +5909.982 | –4396.769 | +0.902 | –0.671 | –36.65° | –36.65° |
| +90° | +4470.072 | +5858.444 | +0.682 | +0.894 | +52.66° | –37.34° |
| +180° | –5924.423 | +4429.286 | –0.904 | +0.676 | +143.22° | –36.78° |
体系相位差错校准
关于图5 所示体系，当步长为10°时，均匀实测相移差错为–37.32°。 在已知该额定相移时，能够算出经调整的子体系直流电压。变量 ϕPHASE_SHIFT 界说为观测到的额定体系相移的均匀值。相位补偿信 号链中发生的直流电压能够核算如下：
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(5) |
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(6) |
关于给定的相位设置，等式5 和等式6 供给了方针输入电压。现在，子体系已线性化，能够校对失调差错和增益差错了。图6 和图7 中一起显现了线性化的I 和Q 通道成果。对数据集进行线性回归核算，成果将发生图中所示最优拟合线。该拟合线为各个转化信号链的实测子体系传递函数。
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(5) |
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(6) |
体系O_set 差错和增益差错校准
接纳器子体系中各信号链的抱负失调应为0 LSB，可是，关于I通道和Q 通道，实测失调分别为–12.546 LSB 和_22.599 LSB。最优拟合线的斜率代表子体系的斜率。抱负子体系斜率可核算如下：
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(7) |
图6 和图7 中的成果表明，I 通道和Q 通道的实测斜率分别为6315.5 和6273.1。为了校对体系增益差错，有必要调整这些斜率。校对增益差错和失调差错能够保证，运用等式1 核算得到的信号起伏与抱负信号起伏相匹配。失调校对与实测失调差错正好相反：
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(8) |
增益差错校对系数为：
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(9) |
接纳转化成果可经过以下方法校对：
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(10) |
子体系的校准直流输入电压按以下方法核算：
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(11) |
要核算各子体系信号链的感知模仿输入电压，则须在I 通道和Q通道上运用等式11。运用这些彻底调整过的I 通道和Q 通道电压来核算以各直流信号起伏界说的RF 信号起伏。要评价整个校准程序的精度，能够把搜集到的成果转化成抱负子体系电压，后者发生于调停器输出端，假定条件是不存在相移差错。这能够经过以下方法完成：用前面核算得到的均匀直流起伏乘以每次实验的实测相位正弦分数（除去其间核算得到的相移差错）。核算进程如下：
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(12) |
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(13) |
ϕ相移为前面核算得到的相位差错，均匀校准后起伏为来自等式1 的 直流起伏成果，现已过失调差错和增益差错补偿。表3 所示为在0 dBm RF 输入起伏条件下，各方针相位输入的校准程序的成果。等式12 和等式13 核算得到的校对因子将集成到旨在以此处所示方法检测相位和起伏的任何体系之中。
接纳器子体系评价成果
表3. 0 dBm RF 输入起伏条件下某些方针相位输入端完成的成果。
| 方针相位 | I 通道彻底校 正输入电压 | Q 通道彻底校 正输入电压 | 彻底校对相 位成果 | 肯定实测相位 差错 |
| –180° | –1.172 V | +0.00789 V | –180.386° | 0.386° |
| –90° | –0.00218 V | –1.172 V | –90.107° | 0.107° |
| 0° | +1.172 V | +0.0138 V | +0.677° | 0.676° |
| 0.676° | +0.000409 V | +1.171 V | +89.98° | 0.020° |
| +180° | –1.172 V | +0.0111 V | +180.542° | 0.541° |
图8 为实测肯定相位差错直方图，其间，关于从–180° 到 +180°的 每10°步长，其精度均高于1°。
为了在任何给定输入电平条件下准确丈量相位，RF 相关于LO 的感知相移差错(ϕPHASE_SHIFT)应稳定不变。假如实测相移差错开端以方针相位步长(ϕTARGET)或起伏函数的方法发生改动，则这儿所提校准程序的精度将开端下降。室温下的评价成果显现，900 MHz条件下，关于最大值为11.6 dBm、最小值约为–20 dBm 的RF 起伏而言，相移差错坚持相对稳定。
图9 所示为接纳器子体系的动态规模以及相应起伏导致的额定相位差错。当输入起伏降至–20 dBm 以下时，相位差错校准精度将开端下滑。体系用户需求确认可接受的信号链差错水平，以确认可接受的最小信号起伏。
图9 所示成果用5 V ADC 基准电压源搜集。该ADC 基准电压源的起伏能够下降，从而为体系供给更小的量化水平。这样，在小信号条件下，相位差错精度会略有进步，但会添加体系饱满几率。为了进步体系动态规模，另一种不错的挑选是选用一种过采样计划，该计划能够进步ADC 的无噪声位分辨率。求均值的采样每添加一倍，成果可使体系分辨率添加½ LSB。给定分辨率增量的过采样比核算办法如下：
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(14) |
当噪声起伏不再能随机改动各采样的ADC 输出代码时，过采样会到达一个效益递减点。在该点时，体系的有用分辨率将不能再次进步。过采样导致的带宽下降并非大问题，由于体系是以缓慢改动的起伏丈量信号的。
AD7903 评价软件供给一个校准程序，答使用户针对三个差错源，对ADC 输出成果进行校对：相位、增益和失调。用户需求搜集体系未经校对的成果，确认本文核算的校准系数。图10 所示为图形用户界面，其间，校准系数已高亮显现。 系数一旦确认，则可运用这个面板来核算解调器的相位和起伏。极化坐标为观测到的RF 输入信号供给了一种直观的出现方法。起伏和相位核算经过等式1 和等式2 核算。用”采样数(Num Samples)”下拉框，经过调整每次捕获的采样数，可完成对过采样比的操控。
定论
本文探讨了长途检测运用面对的首要应战，并提出了一种运用ADL5380、ADA4940-2 和AD7903 接纳器子体系的新式处理计划，该计划能够准确、可靠地丈量资料内容。提出的信号链具有宽动态规模的特色，在900 MHz 条件下，可完成0°至360°的丈量规模，精度优于1°。
参阅电路
Mallach, Malte 和 Thomas Musch, “超宽带 微波扫描技能：多相流丈量新概念” GeMiC 2014，德国亚琛，2014 年3 月10-12 日。 Ryan Curran
