ADI:精细旋变数字转换器测量角方位和速度

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简介

旋变器和机电传感器可用来准确丈量角方位，以可变耦合变压器的办法作业，其初级绕组和两个次级绕组之间的磁耦合量依据旋转部件（转子）方位而改动；转子一般安装在电机轴上。旋变器可布置在工业电机操控、伺服器、机器人、混合动力和全电动轿车中的动力体系单元以及要求供给准确轴旋转的其他许多运用中。旋变器在这些运用中能够长时刻耐受苛刻条件，是恶劣环境下军用体系的完美挑选。

规范旋变器的初级绕组坐落转子上，两个次级绕组坐落定子上。而另一方面，可变磁阻旋变器的转子上无绕组，其初级和次级绕组均在定子上，但转子的凸极（暴露极点）将次级正弦改动耦合至角方位。图 1 显现经典和可变磁阻旋变器。

如等式 1 所示，当正弦信号鼓励初级绕组R1 – R2时，在次级绕组上会发生一个感应信号。耦合至次级绕组的信号巨细与相关于定子的转子方位成函数联系，其衰减系数称为旋变器转化比。由于次级绕组机械错位 90°，两路正弦输出信号彼此间的相位相差 90°。旋变器输入和输出电压之间的联系如等式 2 和等式 3 所示。等式 2 为正弦信号，等式 3 为余弦信号。

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其间，_θ是轴角，_ω是鼓励信号频率， E₀是鼓励信号起伏， T是旋变器转化比。

两路输出信号由轴角的正弦和余弦信号调制。鼓励信号以及正弦和余弦输出信号的图示如图 2 所示。正弦信号在 90°和 270°时具有最大起伏，余弦信号在 0°和 180°时具有最大起伏。

旋变器传感器有一组一起的参数，在规划时应予以考虑。最重要的电气参数以及相关的典型规范汇总在表 1 中。

表 1. 旋变器要害参数

旋变数字转化器

选用正弦波参阅信号鼓励初级绕组会在次级绕组上发生两路电磁感应差分输出信号（正弦信号和余弦信号）。旋变数字转化器(RDC)在旋变器和体系微处理器之间完结接口，选用这些正弦和余弦信号解码电机轴的角方位和旋转速度。

大部分RDC运用Type-II盯梢环路核算方位和速度。Type-II环路选用二阶滤波器，保证停止或安稳速度输入信号的稳态差错为零。RDC对两路输入信号进行同步采样，为盯梢环路 供给数字化数据。运用这类环路的RDC最新实例，是ADI的完好 10 位至 16 位盯梢转化器AD2S1210其片内可编程正 弦振动器供给初级绕组的鼓励信号。

如表 1 所示，典型旋变器需求一个低阻抗的 3 V rms至 7 V rms信号，才干驱动初级绕组。RDC选用 5 V电源供电，供给典型值为 7.2 V p-p差分信号的鼓励输出。该信号的起伏和驱动才能无法满意旋变器的输入规范。此外，旋变器最高可将信号衰减 5 倍，因而旋变器输出起伏不契合RDC输入起伏要 求，如表 2 所示。

对此问题的一种处理方案是运用差分扩大器增压初级端的正弦信号。该扩大器有必要要能够驱动低至 100 Ω的负载。常 见的做法是以大信号驱动初级端，以取得杰出的信噪比。随后，便能以电阻分压器衰减输出正弦和余弦信号。

在许多工业和轿车运用中，噪声环境下运用RDC会使正弦和余弦线路上感应高频噪声。为了处理这一问题，应尽或许接近RDC放置一个简略的差分低通滤波器。图 3 显现集成扩大 器和滤波器的典型旋变数字转化器接口。

作业原理

图 4 显现RDC的作业框图。转化器经过发生一个输出角ϕ接连盯梢轴角θ，然后将其反应并与输入角进行比较。当转化器盯梢方位时，两个视点之间的差错最小。

为了丈量差错，将正弦和余弦输入别离乘以(ϕ)和sin(ϕ) ：

(4)

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然后，求两者之差：

(6)

最终，运用内部发生的组成基准解调信号：

(7)

关于较小的视点差错(θ – ϕ)，运用三角恒等式E₀ (sin θ cos ϕ – cos θ sin ϕ) = E₀ sin (θ – ϕ)，即大致等于 E₀ (θ – ϕ) 。 E₀ (θ – ϕ)是转子视点差错和转化器数字视点输出之差。Type-II盯梢环路消除了差错信号。完结该操作后，ϕ等于旋转角θ 。

RDC 重要参数

挑选适宜的器材之前，工程师有必要考虑表征旋变数字转化器的一系列参数。表 2 显现AD2S1210 的RDC重要参数和规范，这些参数和规范奠定了同类一流转化器的根底。

表 2. AD2S1210 的RDC重要参数和数值

差错源

完好体系的精度由RDC精度，以及旋变器、体系架构、线缆、鼓励缓冲器和正弦/余弦输入电路的差错所确认。最常见的体系差错来历是起伏失配、信号相移、失调和加快。

起伏失配是正弦和余弦信 号到达峰值起伏（余弦为 0°和180°，正弦为 90°和 270°）时，它们的峰峰值起伏之差。失配可所以旋变器绕组的改动发生的，也可所以旋变器和RDC 正弦/余弦输入之间的增益发生的。等式 3 能够从头改写为：

(8)

其间，δ是余弦信号相关于正弦信号的起伏失配百分比。静态方位差错ε以弧度表明，界说如下：

(9)

等式 9 显现起伏失配差错以转速的两倍振动，δ/2 最大值等于 45°的奇数倍，而且在 0°、90°、180°和 270°时无差错。关于 12 位RDC而言，0.3%起伏失配将发生大约 1 LSB的差错。

RDC可接受来自旋变器的差分正弦和余弦信号。旋变器移除载波上的一切直流重量，因而有必要增加一个VREF/2 直流偏置，以保证关于RDC而言，旋变器输出信号在正常作业规模内。SIN和SINLO输入或COS和COSLO输入之间的任何直流偏置失调都会引起额外的体系差错。

在正弦和余弦信号载波彼此反相的象限内，共模失调引起的差错更严峻。当方位规模为 90°至 180°，以及 270°至 360°时，就会呈现这种状况，如图 5 所示。两端点之间的共模电压会使差分信号发生两倍于共模电压的失调。RDC是比率式 的，因而输入信号起伏感知改动会导致方位发生差错。

图 6 显现哪怕正弦和余弦信号的差分峰峰值起伏持平，输入信号的感知起伏也有所不同。在 135°和 315°时，差错最大。在 135°时，抱负体系中A = B，但存在失调时 A ≠ B ，因而发生了感知起伏失配。

差错的另一个来历是差分相移，即旋变器正弦和余弦信号之间的相移。受耦合影响，一切旋变器上都会呈现一些差分相移。只需存在细小的旋变剩余电压或正交电压，即表明呈现较小的差分相移。假如正弦和余弦信号线路的电缆长度不等，或许驱动不同的负载，也会发生相移。

余弦信号相对正弦信号的差分相位能够表明为：

(10)

其间，α是差分相移。

求解αα 引起的差错，便可得到差错项ε：

(11)

其间，α和ε的单位为弧度。

大部分旋变器还会在鼓励参阅信号和正弦/余弦信号之间发生相移，导致额外的差错ε

(12)

其间，β是正弦/余弦信号和鼓励参阅信号之间的相移。

经过挑选具有较小剩余电压的旋变器、保证正弦和余弦信号采纳完全相同的处理办法并消除参阅相移，则可将此差错降 至最小。

在静态作业条件下，鼓励基准信号和信号线之间的相移不会影响转化器精度，但由于转子阻抗和方针信号的无功重量，运动中的旋变器会发生速度电压。速度电压坐落方针信号象限内，它仅在运动时发生，在静态视点下并不存在。其最大起伏为：

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在实践旋变器中，转子绕组一起含有无功和阻性重量。当转子存在速度但又处于停止状况时，阻性重量会在参阅鼓励中 发生非零相移。鼓励的非零相移与速度电压一起导致盯梢差错，可近似核算如下：

(14)

为了补偿旋变器参阅鼓励和正弦/余弦信号之间的相位差错，AD2S1210 选用内部滤波后的正弦和余弦信号来组成与参阅 频率载波相位共同的内部参阅信号。它经过确认正弦或余弦（取较大者，以改进相位精度）的过零并评价旋变器参阅鼓励相位，便可下降参阅信号和正弦/余弦输入信号之间的相移至 10°以内，并在±44°相移状况下作业。组成参阅模块的框图如图 7 所示。

比较Type-I环路，Type-II盯梢环路的优势是安稳速度下不会发生方位差错。可是，哪怕在完美平衡的体系中，加快度也会发生差错项。加快度发生的差错量由操控环路呼应确认。图 8 显现AD2S1210 的环路呼应。

环路加快度常数KaK_a能够表明为：

(15)

其间，环路系数随分辩率、输入信号起伏和采样周期的改动而改动。AD2S1210 在每个CLK_IN周期中进行两次采样。

表 3. RDC体系呼应参数

加快度发生的盯梢差错便可核算如下：

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图 9 显现不同分辩率设置下的视点差错与加快度的联系。

输入滤波器

为取得最佳的体系精度，可将旋变器输出直接衔接至AD2S1210 SIN、COS、SINLO和COSLO引脚，削减失配或相移。可是，该办法并非一直有用。或许需求衰减旋变器的正弦和余弦信号，以匹配RDC的输入规范；由于环境噪声搅扰严峻，或许需求对信号进行过滤，而且旋变器的衔接器还或许需求供给ESD或短路维护。

图 10 显现旋变器和AD2S1210 之间的典型接口电路。串联电阻和二极管供给恰当的维护，下降外部事情（如ESD或电源/接地短路）的能量。这些电阻和电容布置了低通滤波器，能够削减由于驱动电机而耦合至旋变器输入端的高频噪声。或许还需求衰减旋变器的正弦和余弦输入信号，以便契合RDC的输 入电压规范 。这能够 经过增加 一个电阻 R_A来完结。 AD2S1210 集成内部偏置电路，可将SIN、SINLO、COS和COSLO偏置为V_REF/2。该弱小的偏置可轻松过载，一种简略的完结办法是选用 47 kΩ电阻R_B，它可将信号偏置为 2.5 V。

鼓励缓冲器

一般需求运用缓冲器来驱动旋变器的低阻抗输入。有许多种办法能够布置该鼓励缓冲器，本文介绍其间的两种办法。第一种电路常用于轿车和工业规划中，第二种电路以高输出电流扩大器替代规范推挽式架构，简化了规划。

11 所示之高电流驱动器可扩大参阅振动器的输出，并对其进行电平转化操作。驱动器运用双通道、低噪声、精细运算扩大器AD8662,以及一个分立式发射极跟从器输出级。缓冲器翻版电路供给全差分信号，驱动旋变器的初级绕组。

该高电流缓冲器供给针对规范旋变器优化的驱动才能、增益规模和带宽，可进行调度以便满意特定运用和传感器的要求，但其杂乱的规划带来了一系列缺陷，比方元件数、PCB尺度、本钱和进行修正以满意特定运用所需的工程规划时刻。

经过选用扩大器替代AD8662，能够优化该规划；扩大器供给直接驱动旋变器所需的高输出电流，简化了规划，无需运用推挽级。

图 12 中的高电流驱动器选用高电流双通道运算扩大器AD8397该器材具有轨到轨输出，能够扩大参阅振动器输出信号并对其进行电平转化，优化旋变器接口。AD8397 具有低失真、高输出电流和宽动态规模特性，非常合适与旋变器一起运用。在 32 Ω负载状况下，该器材具有 310 mA电流才能，无需运用传统的推挽级便可为旋变器供给所需的电源，然后简化驱动器电路，并下降功耗。翻版电路供给全差分信号，驱动初级绕组。AD8397选用 8 引脚SOIC封装，额外作业温度 为–40°C至+125°C扩展工业温度规模。

能够修正无源元件值，以改动输出起伏和共模电压；输出起伏由扩大器增益R2/R1设置，而共模电压由R3 和 R4设置

电容C1和电阻R2组成低通滤波器，最大程度下降EXC和EXC输出端的噪声。应当以最大程度下降载波的相移为规范挑选电容。鼓励输出和正弦/余弦输入之间的总相移不该超越RDC的锁相规模。电容为可选元件，由于经典旋变器能够很好地过滤高频重量。

图 13 显现AD8397 参阅缓冲器与传统推挽电路的比照。FFT分析仪丈量AD2S1210 鼓励信号的基波和谐波功率。

在两种装备中，基波功率几乎没有差异，但缓冲器AD8397的谐波更低。尽管AD8397 电路的失真略低，但两个缓冲器的功用适当。比较传统电路，省掉推挽级能够简化规划、减 少空间并下降功耗。

定论

与旋变数字转化器AD2S1210 一起运用时，旋变器能够为电 机操控运用的方位和速度丈量供给高精度、功用安稳的操控 体系。为了取得最佳的全体功用，需求运用根据AD8662 或 AD8397 的缓冲器电路以扩大鼓励信号，一起供给旋变器所 需的驱动强度。为了使体系更为完好，能够按需选用根本输 入电路供给信号调度。好像一切混合信号机电一体化信号 链，规划准确体系时有必要非常细心地考虑到一切差错来历。 AD2S1210 具有可变的分辩率，能够生成参阅信号，并集成 片内确诊功用，是旋变器运用的抱负RDC处理方案。该器材一起供给工业级和轿车级产品。

参阅电路

Circuit Note CN-0276。 高功用、10位至16位旋变数字转化器.

CN-0192，参阅电路。 用于AD2S1210旋变数字参阅信号输出的高电流驱动器.