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外表扩大器能够调度传感器生成的电信号，然后完结这些信号 的数字化、存储或将其用于操控信号一般较小，因而，扩大器 或许需求装备为高增益。别的，信号或许会叠加大共模电压， 也或许叠加较大直流失调电压。精细外表扩大器能够供给高增 益，挑选性地扩大两个输入电压之间的差异，一起按捺两个输 入中共有的信号。
惠斯登电桥是这种状况的经典比如，但像生物传感器一类的原 电池具有相似的特性。电桥输出信号为差分信号，因而，外表 扩大器是高精度丈量的首选。抱负状况下，无负载电桥输出为 零，但仅当一切四个电阻均完全相一起，这种状况方为真。假 如有一个以分立式电阻构建的电桥，如图 1 所示。最差状况差 分失调 VOS为
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(1) |
其间，VEX 为电桥鼓励电压， TOL 为电阻容差（单位为百分比）。
例如，在各元件的容差均为 0.1%且鼓励电压为 5 V 时，差分 失调能够高达±5 mV。假如需求 400 的增益来完结所需电桥灵 敏度，则扩大器输出端的失调变成±2 V。假定扩大器由同一电 源驱动，并且其输出能够轨到轨摇摆，则仅电桥失调就或许消 耗掉 80%以上的输出摆幅。在职业要求电源电压越来越小的趋 势下，这个问题只会变得愈加糟糕。
传统的三运放外表扩大器架构（如图 2 所示）有一个差分增益 级，其后为一个减法器，用于移除共模电压。增益施加于榜首 级，因而，失调扩大的倍数与方针信号相同。因而，将其移除 的仅有方法是在参阅(REF)端施加反电压。这种方法的主要不 足在于，假如扩大器的榜首级现已饱满，则调度 REF 上的电 压并不能更正失调。战胜这点缺乏的几种方法包含：
- 根据具体状况，以外部电阻对电桥分流，但关于自动化 出产来说，这是不现实的，并且在出厂后是无法调整的
- 削减榜首级增益，经过微调 REF 上的电压来移除失调， 并再添一个扩大器电路以完结所需增益
- 削减榜首级增益，以高分辨率 ADC 完结数字化输出，并 在软件中移除失调
后两种选项还需求考虑最差状况下与原始失调值的差错，然后 进一步削减榜首级的最大增益。这些处理方案并不抱负，因为 它们需求额定的电源、电路板空间或本钱，来到达高 CMRR 和低噪声的方针。别的，沟通耦合并不是丈量直流或超慢移动 信号的一种挑选。
直接电流反应(ICF)外表扩大器（如AD8237 和 AD8420可在放 大之前移除失调。图 3 显现ICF拓扑结构原理图。
该外表扩大器的传递函数在形式上与经典三运放拓扑结构的 传递函数相同，其核算公式为
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因为输入之间的电压等于反应(FB)与参阅(REF)端子之间的电 压时，扩大器的反应要求可得到满意，因而，咱们可将该公式 重写为
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(3) |
这意味着，引进一个等于反应和参阅端子之间失调的电压，即 使在存在大输入失调的状况下，也可将输出调整为零伏特。如 图 4 所示，该调整能够经过以下方法完结：从一个简略的电压 源（如低本钱 DAC）或许来自嵌入式微操控器的滤波 PWM 信 号，经过电阻 RA 将一个小电流注入反应节点。
规划进程
等式(3)，1 与 R2 之比将增益设为：
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(4) |
规划师有必要确认电阻值。较大电阻值可下降功耗和输出负载； 较小 值可限制FB输入偏置电流和输入阻抗差错。假如 R1 和 R2 的并联 组合大于约30 kΩ， 则电阻开端引起噪声。 表1显现了一些主张值。
表 1 各种增益的引荐电阻（1%电阻）
| R1 (kΩ) | R2 (kΩ) | Gain |
| 无 | 短路 | 1 |
| 49.9 | 49.9 | 2 |
| 20 | 80.6 | 5.03 |
| 10 | 90.9 | 10.09 |
| 5& | 95.3 | 20.06 |
| 2& | 97.6& | 49.8& |
| 1& | 100 | 101 |
| 1& | 200 | 201 |
| 1 | 499 | 500& |
| 1 | 1000 | 1001 |
为了简化 RA值的查找进程，假定选用双电源运转形式，有一 个接地 REF 端子和一个已知的双极性调整电压 VA。这种状况 下的输出电压可经过以下公式核算：
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(5) |
留意， 从VA至输出的增益为反相。 VA 的添加会使输出电压下降， 比值为R2和 VA reduces the output voltage by a fraction given by the ratio of resistors R2 and RA之比。此比值下，能够针对给定的输入失调，使 调整规模到达最大。因为调整规模指向增益之前的扩大器输入， 因而，即便在低分辨率源的状况下，也可施行微调。因为 RA 一 般都比 R1大得多，因而，咱们能够得到等式(5)的近似值：
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(6) |
为了找到一个 RA值以答应最大失调调整规模 VIN(MAX)， 在给定调 整电压规模 VA(MAX)的状况下，使VOUT = 0 ，求 RA，成果得到
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(7) |
其间，VIN(MAX)为传感器预期的最大失调。等式(5)一起显现， 调整电路的插入会修正从输入到输出的增益。即便如此，其影 响一般也很小，增益能够从头核算为：
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(8) |
一般地，关于单电源电桥调度运用，参阅端的电压应大于信号 地。假如电桥输出能够在正负间摇摆，状况特别如此。假如基 准电压源由一个低阻抗源（如分阻器和缓冲器）驱动至电压 VREF，如图 5 所示，则等式(5)变为：
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(9) |
假如相关于原始等式中的VREF取 VOUT 和VA ，则可得到相同 的成果。 VA(MAX) – VREF 也应替换等式(7)中的 VA(MAX)。
规划示例
假定有一个单电源电桥扩大器，如图 4 所示，其间，用 3.3 V 电压来鼓励电桥并驱动扩大器。满量程电桥输出为±15 mV， 失调或许处于±25-mV 的规模。为了获得所需灵敏度，扩大器 增益需为 100，ADC 的输入规模为 0 V 至 3.3 V。因为电桥的 输出能够为正，也能够为负，因而，其输出指向中心电源或 1.65 V。只需经过施加 100 的增益，失调自身即会强制使扩大器输 出处于–0.85 V 至+4.15 V 的规模内，这超过了电源轨。
这个问题可经过图 5 所示的电路来处理。电桥扩大器A1 是一个 像AD8237 相同的ICF外表扩大器。扩大器A2，带R4 和R5，将 A1 的零电平输出设为中心电源。AD56018 位DAC对输出进行 调整，经过RA使电桥失调为 0。然后，扩大器的输出由AD7091微功耗 12 位ADC数字化。
从表1能够发现， 增益为101时， R1和R2 需为1 kΩ和100 kΩ。电路包含一个能够在 0 V 至 3.3 V 规模内摇摆，或许在 1.65V基准电压左右摇摆±1.65 V。为了核算 RA 的值，咱们运用等式(6)。其间，
从等式(7)，咱们能够算出额定增益值为 103。假如规划师期望 得到挨近方针值 100 的增益值，最简略的方法是使 R2 的值降 低 3%左右，至 97.6 kΩ，成果对 RA 的值的影响十分小。在新 的条件下，额定增益为 100.6。
因为DAC能够摇摆±1.65 V，因而，总失调调整规模可经过由RA 以及R1和R2的并联组合构成的分压器给定，其核算方法如下：
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在±25-mV 最大电桥失调规模内，±32.1-mV 的调整规模可供给 28%的额定调整裕量。关于 8 位 DAC，调整步长为
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关于 250-µV 调整分辨率，输出端的最大剩余失调为 12.5 mV。
R3 和 C1 c的值能够经过ADC数据手册中的主张值或参阅文献2 来确认。关于采样率为 1 MSPS 的 AD7091，这些值为 51 Ω 和 4.7 nF。在以较低速率采样时，能够运用较大的电阻或电容组 合，以进一步削减噪声和混叠效应。
该电路的另一个优势在于，能够在出产或装置时完结电桥失调 调整。假如环境条件、传感器迟滞或长时间漂移对失调值有影响， 则可从头调整电路。
受其真轨到轨输入影响，AD8237 最适合选用超低电源电压的 电桥运用。关于要求较高电源电压的传统工业运用，AD8420 不失为一款杰出的代替器材。该 ICF 外表扩大器选用 2.7 V 至 36 V 电源供电，功耗低 60%。
表 2 是对两款外表扩大器进行了比较。都运用了最小和最大规 格。有关更多概况和最新信息，请拜见产品数据手册。
表 2 AD8237和 AD8420比较
| 技能标准 | AD8237 | AD8420 |
| 技能 |
CMOS
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