一个新的200kHz/200W环保型开关电源

一个新的200kHz/200W环保型开关电源

　1导言

当今，对额定功率200W以上的高频实用型开关电源在进行环保功用评价方面都或多或少地存在一些费事。它们要么EMI噪声较大，要么输入电流谐波超支或许在必定的功率封装密度下温度特性欠好，可靠性差等等。要处理这些问题，一个途径是找寻新的功用更先进的改换器拓扑，另一途径便是挑选新工艺，新器材以尽可能满意环保功用评价的要求。

近年来国外某些闻名半导体公司花了不少力气进行器材技能的改造并研宣布一系列有针对性的功用优越的新器材。例如前身为Siemens的Infineon公司近年接连地推出专用于处理高频开关电源上述问题的一揽子器材。它们包含耐高压600V，低导通电阻（Rdson）的CoolMOS管（高频运用时温升极低，适用作Boost开关），大电流低耐压且小Rdson的OpTIMOS管（特适用于Buck改换器），PFC?PWM双合一ICTDA16888（可节约空间和元件），耐高压（600V）SiC肖特基二极管（特适用于作Boost二极管）等等。这些器材都有专门特性，如果在开关电源规划中运用妥当，就会事半功倍地处理问题，并且本钱也得到操控。

作为典范，本文拟向读者介绍运用上述器材归纳制成的一个作业频率为200kHz，功率为200W的契合环保要求的实用型开关电源。它选用第二代的CoolMOSC2作为PFC和PWM的功率开关，选用SiC肖特基二极管作为PFC二极管，OpTIMOS作为同步整流开关，PFC和PWM的操控由同一块ICTDA16888完结。该电源具有宽的输入电压规模(90V～275V)，80％以上的AC/DC改换功率。输出电压有两组:＋5V/20A和＋12V/8.3A，带有输出过载维护和输出短路维护。一切功率器材均无须加散热片，也不要求接最小的输出负载。

2电路方块图

图1示出全体电源的作业框图。它是由PFC和PWM两部分组成。榜首部分是一个用于功率因数校对（PFC）的AC／DC改换器，第二部分是由两个功率开关管组成的正激式脉冲宽度调制（PWM）的DC／DC改换器。PFC级是一个Boost升压改换器，它的效果是在其输出端供给一个380Vd.c.而一同在输入端坚持输入电流为正弦波以取得功率因数近似等于1。PFC级另一个特点是能够让电源作业在宽电压输入规模（90V～275V）而无须再参加使整流电路重新配置的电压规模开关。所用的功率器材是两个并联运用的CoolMOS型SPB11N60C2以及一个SiC肖特基二极管SDB06S60（6A／600V）。

双管正激式改换器通过耦合变压器T1实施与电网的阻隔。在变压器初级，功率器材是两个CoolMOSSPB11N60C2和两个EMCON二极管SDD04E60（4A／600V）。次级有两组输出（5Vd.c.和12Vd.c.），但它们的整流原理有所不同。12V输出运用的是传统肖特基二极管整流电路，而5V输出则运用低压MOSFETSSPB80N03S2L?03作同步整流来完结。

PFC和PWM两部分的功用操控均由一单片集成电路TDA16888来完结。

3结构／散热片规划

本电源长处之一是体积小。它由两块巨细不一的双面PCB板组成。较大的一块（18cm×15cm）为主板，装有各类功率器材和无源元件，并尽量选用占地小的SMD元件。器材没有运用任何散热片，热量的发出是靠PCB板上的主铜皮将热能传递至下面的一块金属平板完结的。较小的一块（6cm×3cm）为操控板，装有操控电路，并垂直地刺进到主板上。

4部件功用描绘

4．1电源主板

电源主板原理如图2所示，包含以下几个部分：

（1）AC输入／EMI滤波器

SMPS的输入电压是90V～275V（50Hz／60Hz），保险丝用以在电路发作毛病时，避免电源进一步损坏。输入EMI滤波器（C86，L1，L4，C24，C25，C26,C2）用以按捺由两功率开关转化时所发生的高频噪声。压敏电阻R30用以抗御来源于电网的高压浪涌。输入电源整流器（D1?D4）选用惯例的硅二极管。

（2）PFC改换器

这是一个具有接连电感电流流过全负载的Boost升压改换器拓扑。开关频率为200kHz。输出电压近似为380Vd.c.。

PFC的中心部分是Boost电感器L2，开关管Q1A／Q1B，boost二极管D5和大电解电容C3。为了削减寄生电容，L2是运用单根铜线在一个环形铁粉芯上绕制一层而成。并联管Q1A／Q1B是用CoolMOS新工艺做的SPB11N60C2，它们具有高的开关速度和极低的通态电阻，这一长处在90V低输入时，因电路处在大电流和高占空比运转，所以就显得特别重要。双管并联的意图只是是为了扩展散热面积以便使PCB板上的热散布比较均衡。Boost二极管D5是一个600VSiC肖特基二极管，因它没有电荷储存而具有非常好的开关特性（没有反向恢复并且没有温度对开关特性的搅扰）。D82为传统的硅二极管，用于从开端的整流电压向电解电容充电，以避免SiC二极管D5在开机瞬间接受过高的浪涌电流。电解电容C3用于储存能量以下降二次谐波的电压纹波，一同它还有必要接受开关频率的电流。电容C3A专用于旁路高频谐波电流。

图1200WSMPS方块图

图2200WSMPS主板电原理图

图3变压器结构

（3）PWM改换器（双管正激式）

PWM改换器是一个双管正激式改换器拓扑。其运转频率也为200kHz。在初级一侧的首要部分是Q2A／Q2B和D22／D27。当正激晶体管Q2A／Q2B一同导通时，能量通过变压器传递至输出端。Q2A／Q2B挑选具有高开关速度的CoolMOSSPB11N60C2。D22／D27则选EMCON样板二极管。在Q2A／Q2B截止期间，D22／D27是用来钳位变压器磁通复零期间由变压器漏感所生成的反应尖峰电压。变压器T1由电解电容C3上的直流电压供电并使输出与输入阻隔，运用EPCOS出品的RM组合磁芯RM14／N87（见图3），其初级绕组用绞合线Litz，次级用薄铜带绕制。

为了削减漏电感，初、次级可选用交错法（Interleaved）绕制。

次级是12V通道的D20／D21，L3A，L6和C36／C37以及5V通道的Q19／Q21，L3B，L5和C15，C28。其间D20／D21是45V规范的肖基特二极管，它们在两个时序内各起效果：D20在Q2A/Q2B导通时作为整流二极管，D21则在Q2A/Q2B晶体管截止时作为负载电流的续流通道。

（4）同步整流

在5V通道中运用了由三个低压30V／80A的OpTIMOSSPB80N03S2L?03做成的同步整流器。其操控信号由次级发生。两个OpTIMOSQ19和Q19A是并联的，它们一同供给“低态”PWM的续流电流通道。而OptiMOSQ21则作为串联整流之用。在变压器初级复位瞬间，PWM脉冲输出消失，同步整流器Q19／Q19A通过Q18的体二极管续流导通。当初级转变为导通时，Q18的栅极（新近处于负偏）遭到次级绕组电压经电阻R97的驱动，Q18导通使Q19／Q19A截止。而Q21则在R96，L3A和L3B的联动效果下变为导通，开端新一轮的同步整流周期。

4．2操控电路

200WSMPS的操控板电路如图4所示，它是由混合双ICTDA16888及其周边元件组成。

（1）混合双ICTDA16888

TDA16888是Infineon公司近年研发的新产品，它供给对带PFC的SMPS的全操控。运用内部同步运转的PFC和PWM功用，使它习惯世界规模的电压输入并适用于两级离线改换器。其PFC功用可满意IEC1000?3?2关于沟通输入电流谐波定量的规则。它的外围元件较少，因而能减小整个电源的造价。

TDA16888具有确认的PFC特性如下：

——双环路操控（对均匀电流和输出电压双灵敏）；

——作为辅佐电源的附加运用办法；

——快速软开关推拉式栅极驱动（1A）；

——前沿脉冲宽度调制；

——峰值电流限制；

——过压维护。

其确认的PWM特性为：

——改进型电流形式操控；

——快速软开关推拉式栅极驱动（1A）；

——软发动组织；

——后沿脉冲宽度调制；

——为避免变压器饱满，最大占空比限制在50％。（2）PFC操控

TDA16888运用均匀电流操控办法来供给有源功率因数校对。其PFC部分的“心脏”便是一个模拟乘法器。它为电流差错扩大器OP2发生一个可规划的电流基准信号，这个信号是由已整流的输入电源电压与输出电压差错扩大器的输出相乘而得到的，因而这个电流基准信号既具有输入电压的形状（双半正弦波）一同又含操控输出电压幅值的效果。通过后续的OP2以及脉冲宽度调制器和驱动器，PFC的沟通输入电流就会变成近似正弦波，功率因数接近于1。而PFC的输出电压也安稳在380V。在图4电路中，电压差错扩大器（具有电压灵敏和补偿效果）的外部电路由R13、R14、R16、C5和C6组成。电阻R4（R4A，R4B）用于监测实践的已整流输入电压。R5、R7、R8、C7和C8是归于电流差错扩大器的元件，电感电流可通过在主板上的R6的压降而遭到监测。R3、R26可决议PFC的电流限值（近似6.5A）。R11、R12确认了过压的阈值。

图4200WSMPS操控板电原理图图

（3）PWM操控

TDA16888供给一个改进型电流形式操控，它带来了有用的斜率补偿以及加强了对电压尖峰的按捺。改换器初级开关电流可通过在主板的R15上的电压降经R32，C21低通滤波后，传送至PWMCS（11）脚中，经内部扩大后将和PWMin（14）脚上的输出电压操控环反应信号XS一同双双输入至内部PWM比较器C8中作比较，由它们一同决议实践占空比。C14供给PWM部分的软发动。输出电压操控环的元件R20，R19，IC2等都安放在主板改换器的次级一侧。其反应信号的传递是通过一个低值的光耦合器IC3来完结。

（4）栅极驱动电路

考虑到运转频率很高，咱们选用小信号双极型晶体管（Q6,Q7,Q10,Q11）和MOSFETs(Q8,Q9,Q12,Q13)组成的分立式高速、大电流驱动级去驱动PFC部分的功率管（Q1A,Q1B）以及PWM级的低端功率管（Q2A）。这便是为什么在PFCOUT／PWMOUT的本来栅极驱动信号输出处再刺进史密特触发以及后续的分立式驱动扩大器的原因。对高端功率管（Q2B）的栅极驱动，其信号相同从PWMOUT输出，通过高速光耦合器IC8（SFH6711）传递，并由IC9，Q14～Q17加以扩大后再输入Q2B。为取得对Q2B的浮地供电电压Vcctop咱们在PFC扼流圈L2磁芯上多设置一个独立绕组。

5测验成果

5．1功率

在近乎满载和不同的输入电压下测验的功率见表1。

由表1可见，在输入电压最高时所得功率最高，而输入电压最低时功率最低。其原因在于输入电压下降时，输入电流会升高导至输入整流器，EMI滤波器，PFC扼流圈和PFC电流灵敏电阻的传导损耗添加。当开关管有必要通过较高的峰值电流时，在低输入电压条件下PFC开关管电流的有用值就会升高。再者，为了使PFC级在发动时有一个较快的树立速度，晶体管以有用占空比两倍的ton时刻开关着，亦即晶体管的导通时刻加长引起其电流加大然后也引起PFC级的开关损耗升高。因为PWM的供电电压是从PFC输出并通过予稳压，故PWM级的特性与输入沟通电压无关。

表1功率测验成果

图5传导噪声测验

(a)AV均匀值检波噪声谱线(b)QP准峰值检波噪声谱线

再者，因为PWM选用带光耦合器和可变稳压ICTL431作为输出稳压反应电路，其负载－稳压调整率也是很好的，为取得安稳输出电压无须对负载巨细提出额定要求。

5．2功耗的散布

最大功耗发作在满负载和低沟通输入电压条件下。这时的运转点为：Vin=90V，Pin=224W，Pout=180.5W，功耗Ploss=43.5W

运用被测部件的温度可估算出功耗的散布见表2。

表2功耗散布

5．3传导EMI的测验

为测验整机开关电源的传导噪声，咱们依据CISPRPublication16,1977所规则的对EMI噪声的测验办法，运用EMI接收机FMLK1518以及一个电源阻抗安稳网络（LISN）NSLK8128进行测验，成果如图5所示。测验条件：Vin=230V,Pout=181.4W,整机电源放在金属盒内。

由图5可见，所测出的EMI噪声谱线均在正常限值之下。