开关电源的规划是一份十分耗时吃力的苦差事，需求不断地批改多个规划变量，直到功能到达规划方针停止。本文step-by-step 介绍反激变换器的规划过程，并以一个6.5W 阻隔双路输出的反激变换器规划为例，主控芯片选用NCP1015。
根本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需求对输入输出进行电气阻隔的低功率（1W～60W）开关电源运用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简略、牢靠、低本钱、易于实现是反激变换器杰出的长处。
接下来，参阅图 2 所示的规划过程，一步一步规划反激变换器
1.Step1：初始化体系参数
——输入电压规模：Vinmin_AC 及Vinmax_AC
——电网频率：fline（国内为50Hz）
——输出功率：（等于各路输出功率之和）
——开始估量变换器功率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）依据预估功率，预算输入功率：
对多路输出，界说KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
单路输出时，KL（n）=1.
2. Step2：确认输入电容Cbulk
Cbulk 的取值与输入功率有关，一般，关于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄规模输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。
一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处规划反激变换器，可由Cbulk 核算Vinmin_DC：
3. Step3：确认最大占空比Dmax
反激变换器有两种运转形式：电感电流接连形式（CCM）和电感电流断续形式（DCM）。两种形式各有优缺点，相对而言，DCM 形式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因而不存在CCM 形式的二极管反向康复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM形式的变压器比CCM 形式存储的能量少，故DCM 形式的变压器尺度更小。可是，相比较CCM 形式而言，DCM 形式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，一起会添加次级输出电容的电流应力。因而，CCM 形式常被引荐运用在低压大电流输出的场合，DCM 形式常被引荐运用在高压 小电流输出的场合。
（图4 反激变换器）
对CCM 形式反激变换器而言，输入到输出的电压增益只是由占空比决议。而DCM 形式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件一起决议的，这使得DCM 形式的电路规划变得更杂乱。可是，假如咱们在DCM 形式与CCM 形式的临界处（BCM 形式）、输入电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，规划DCM 形式反激变换器，就能够使问题变得简略化。所以，不管反激变换器作业于CCM 形式，仍是DCM 形式，咱们都能够依照CCM形式进行规划。
如图 4（b）所示，MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 一起叠加在MOS的DS 两头。最大占空比Dmax 确认后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管接受的最大电压VD 以及MOS 管接受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：
经过公式（5）（6）（7），可知，Dmax 取值越小，Vor 越小，从而MOS 管的应力越小，但是，次级整流管的电压应力却增大。因而，咱们应当在确保MOS 管的满意裕量的条件下，尽或许增大Dmax，来下降次级整流管的电压应力。Dmax 的取值，应当确保Vdsmax 不超越MOS管耐压等级的80%；一起，关于峰值电流形式操控的反激变换器，CCM 形式条件下，当占空比超越0.5 时，会产生次谐波震动。归纳考虑，关于耐压值为700V（NCP1015）的MOS管，规划中，Dmax 不超越0.45 为宜。
4. Step4：确认变压器初级电感Lm
关于CCM 形式反激，当输入电压变化时，变换器或许会从CCM 形式过渡到DCM 形式，关于两种形式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）规划变压器的初级电感Lm。由下式决议：
其间，fsw 为反激变换器的作业频率，KRF 为电流纹波系数，其界说如下图所示：
关于DCM 形式变换器，规划时KRF=1。关于CCM 形式变换器，KRF<1，此刻，KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值（RMS），KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的损耗就会越小，但是过小的KRF 会增大变压器的体积，规划时需求重复衡量。一般来说，规划CCM 形式的反激变换器，宽压输入时（90～265VAC），KRF 取0.25～0.5；窄压输入时（176～265VAC），KRF 取0.4～0.8 即可。
一旦Lm 确认，流过MOS 管的电流峰值Idspeak 和均方根值Idsrms 亦随之确认：
其间：
规划中，需确保Idspeak 不超越选用MOS 管最大电流值80%，Idsrms 用来核算MOS 管的导通损耗Pcond，Rdson 为MOS 管的导通电阻。
5. Step5：挑选适宜的磁芯以及变压器初级电感的匝数
开关电源规划中，铁氧体磁芯是运用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满意不同的运用需求，如多路输出、物理高度、优化本钱等。
实践规划中，由于充溢太多的变数，磁芯的挑选并没有十分严厉的约束，可挑选的地步很大。其间一种选型办法是，咱们能够参看磁芯供货商给出的选型手册进行选型。假如没有适宜的参照，可参阅下表：
选定磁芯后，经过其Datasheet 查找Ae 值，及磁化曲线，确认磁通摆幅△B，次级线圈匝数由下式确认：
其间，DCM 形式时，△B 取0.2～0.26T；CCM 时，△B 取0.12～0.18T。
6. Step6：确认各路输出的匝数
先确认主路反应绕组匝数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参阅即可。主反应回路绕组匝数为：
则其他输出绕组的匝数为：
辅佐线圈绕组的匝数Na 为：
7. Step7：确认每个绕组的线径
依据每个绕组流过的电流RMS 值确认绕组线径。
初级电感绕组电流RMS：
次级绕组电流RMS 由下式决议：
ρ为电流密度，单位：A/mm2，一般，当绕组线圈的比较长时（>1m）,线圈电流密度取5A/mm2；当绕组线圈长度较短时，线圈电流密度取6～10A/mm2。当流过线圈的电流比较大时，能够选用多组细线并绕的办法，以减小集肤效应的影响
其间，Ac 是一切绕组导线截面积的总和，KF 为填充系数，一般取0.2～0.3.
查看磁芯的窗口面积（如图 7（a）所示），大于公式 21 核算出的成果即可。
8. Step8：为每路输出挑选适宜的整流管
每个绕组的输出整流管接受的最大反向电压值VD（n）和均方根值IDrms（n）如下：
选用的二极管反向耐压值和额外正导游通电流需满意：
9. Step9：为每路输出挑选适宜的滤波器
第n 路输出电容Cout（n）的纹波电流Icaprms（n）为：
选取的输出电容的纹波电流值Iripple 需满意：
输出电压纹波由下式决议：
有时候，单个电容的高ESR，使得变换器很难到达咱们想要的低纹波输出特性，此刻可经过在输出端多并联几个电容，或加一级LC 滤波器的办法来改进变换器的纹波噪声。留意：LC 滤波器的转机频率要大于1/3 开关频率，考虑到开关电源在实践运用中或许会带容性负载，L 不宜过大，主张不超越4.7μH。
10. Step10：位吸收电路规划
如图 8 所示，反激变换器在MOS 关断的瞬间，由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容构成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极，假如不加以约束，MOS 管的寿数将会大打折扣。因而需求采纳办法，把这个尖峰吸收掉。
反激变换器规划中，常用图 9（a）所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD钳位吸收）。
RClamp 由下式决议，其间Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50～100V，LLK 为变压器初级漏感，以实测为准：
（图9 RCD 钳位吸收）
CClamp 由下式决议，其间Vripple 一般取Vclamp 的5%～10%是比较合理的：
输出功率比较小（20W 以下）时，钳位二极管可选用慢康复二极管，如1N4007；反之，则需求运用快康复二极管。
11. Step11：补偿电路规划
开关电体系是典型的闭环操控体系，规划时，补偿电路的调试占有了相当大的作业量。现在流行于市面上的反激操控器，绝大多数选用峰值电流操控操控形式。峰值电流形式反激的功率级小信号能够简化为一阶体系，所以它的补偿电路简单规划。一般，运用Dean Venable提出的Type II 补偿电路就满意了。
在规划补偿电路之前，首要需求调查补偿目标（功率级）的小信号特性。如图8 所示，从IC 内部比较器的反相端断开，则从操控到输出的传递函数（即操控目标的传递函数）为：
附录别离给出了CCM形式和DCM形式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015作业在DCM 形式，从操控到输出的传函为：
其间：
Vout1 为主路输出直流电压，k 为差错放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数（对NCP1015 而言，k=0.25），m 为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率（由于NCP1015内部没有斜坡补偿，即ma=0），Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。所以咱们就能够运用Mathcad（或Matlab）制作功率级传函的Bode 图：
在调查功率级传函Bode 图的基础上，咱们就能够进行环路补偿了。
前文说到，关于峰值电流形式的反激变换器，运用Dean Venable Type II 补偿电路即可，典型的接线办法如下图所示：
一般，为下降输出纹波噪声，输出端会加一个小型的LC 滤波器，如图 10 所示，L1、C1B 构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性，L1、C1B 的引进，使变换器的环路剖析变得杂乱，不光影响功率级传函特性，还会影响补偿网络的传函特性。但是，建模剖析后可知：假如L1、C1B 的转机频率大于带宽fcross 的5 倍以上，那么其对环路的影响能够忽略不计，实践规划中，主张L1 不超越4.7μH。所以咱们简化剖析时，直接将L1直接短路即可，推导该补偿网络的传递函数G(s)为：
其间：
CTR 为光耦的电流传输比，Rpullup 为光耦次级侧上拉电阻（对应NCP1015，Rpullup=18kΩ），Cop 为光耦的寄生电容，与Rpullup 的巨细有关。图 13（来源于Sharp PC817 的数据手册）是光耦的频率响应特性，能够看出，当RL（即Rpullup）为18kΩ时，将会带来一个约2kHz左右的极点，所以Rpullup 的巨细会直接影响到变换器的带宽。
k Factor（k 因子法）是Dean Venable 在20 世纪80 时代提出来的，供给了一种确认补偿网络参数的办法。
如图 14 所示，将Type II 补偿网络的极点wp 放到fcross 的k 倍处，将零点wz 放到fcross的1/k 处。图 12 的补偿网络有三个参数需求核算：RLed，Cz，Cpole，下面将用k Factor 核算这些参数：
——-确认补偿后的环路带宽fcross：经过约束动态负载时（△Iout）的输出电压过冲量（或下冲量）△Vout，由下式决议环路带宽：
——-调查功率级的传函特性，确认补偿网络的中频带增益（Mid-band Gain）：
——-确认Dean Venable 因子k：挑选补偿后的相位裕量PM（一般取55°～80°），由公式 32 得到fcross 处功率级的相移（可由Mathcad 核算）PS，则补偿网络需求提高的相位Boost 为：
则k 由下式决议：
——-补偿网络极点（wp）放置于fcross 的k 倍处，可由下式核算出Cpole:
——-补偿网络零点（wz）放置于fcross 的1/k 倍处，可由下式核算出Cz：
仿真验证核算机仿真不只能够替代体系的许多繁琐的人工剖析，减轻劳动强度，防止由于解析法在近似处理中带来的较大差错，还能够与什物调试彼此弥补，最大极限的下降规划本钱，缩短开发周期。
本例选用经典的电流型操控器UC3843（与NCP1015 操控原理相似），建立反激变换器。其间，变压器和环路补偿参数均选用上文的典范给出的核算参数。
仿真测验条件：低压输入（90VAC，双路满载）
1.原理图
图17 仿真原理图2. 瞬态信号时域剖析
从图 18 能够看出，最低Cbulk 上的最低电压为97.3V，与理论值98V 大致相符。
3. 沟通信号频域剖析
4. 动态负载波形测验
测验条：低压输入，满载，主路输出电流0.1A—1A—0.1A，间隔2.5ms，测验输出电压波形。
PCB 规划辅导
1. PCB layout—大电流环路
大电流环路围住的面积应极或许小，走线要宽。
2. PCB layout—高频（di/dt、dv/dt）走线
a． 整流二级，钳位吸收二极管，MOS 管与变压器引脚，这些高频处，引线应尽或许短，layout 时防止走直角；
b． MOS 管的驱动信号，检流电阻的检流信号，到操控IC 的走线间隔越短越好；
c． 检流电阻与MOS 和GND 的间隔应尽或许短。
3. PCB layout—接地
初级接地规矩：
a. 一切小信号GND 与操控IC 的GND 相连后，连接到Power GND（即大信号GND）；
b. 反信号应独立走到IC，反应信号的GND 与IC 的GND 相连。
次级接地规矩：
a. 输出小信号地与相连后，与输出电容的的负极相连；
b. 输出采样电阻的地要与基准源（TL431）的地相连。
PCB layout—实例
总 结
本文具体介绍了反激变换器的规划过程，以及PCB 规划时应当留意的事项，并选用软件仿真的办法验证了规划的合理性。一起，在附录部分，别离给出了峰值电流形式反激在CCM 形式和DCM 形式作业条件下的功率级传递函数。
附录：峰值电流形式功率级小信号
对CCM 形式反激，其操控到输出的传函为：
峰值电流形式的电流内环，本质上是一种数据收集体系，功率级传函由两部分Hp(s)和Hh(s)串联组成，其间
Hh(s)为电流环电流采样构成的二阶采样环节（由Ray Ridley 提出）：
其间：
上式中，PO 为输出总功率，k 为差错放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数，Vout1 为反应主路输出电压，Rs 为初级侧检流电阻，D 为变换器的占空比，n 为初级线圈NP与主路反应线圈Ns1 的匝比，m 为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率，Esr 为输出电容的等效串联电阻，Cout 是输出电容之和。
留意：CCM 形式反激变换器，从操控到输出的传函，由公式 40 可知，有一个右半平面零点，它在提高幅值的一起，带来了90°的相位衰减，这个零点不是咱们想要的，规划时应确保带宽频率不超越右半平面零点频率的1/3；由公式 41 可知，假如不加斜坡补偿（ma=0），当占空比超越50%时，电流环震动，表现为驱动巨细波，即次谐波震动。因而，规划CCM 形式反激变换器时，需加斜坡补偿。
对DCM 形式反激，操控到输出的传函为：
其间：
Vout1 为主路输出直流电压，k 为差错放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数，m为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率，Idspeak 为给定条件下初级峰值电流
