跟着前沿的DSP、FPGA和CPU作业在越来越低的供电电压、并耗费更大的电流，挑选PWM操控器变得并不那么简略了。低于1V的电压变得十分遍及，而中心总线电压根本坚持不变，在有的详细运用中乃至有所添加。体系频率也在稳步添加，以支撑更小的电感和电容（LC）滤波。上一年的500kHz到本年变成了1MHz。
在要求更低输出电压的高电压运用中，电源规划师一般依赖于会添加体系本钱的模块，或许会添加处理计划外形尺寸和复杂性的两级直流/直流处理计划。本文要点介绍了影响窄导通时刻负载点（POL）转化的趋势，并与常用的电流形式操控架构进行了比较。文章评论了具有自习惯斜率补偿功用的混合谷值电流形式 （VCM）架构，包含在一种新式60V同步降压操控器中的运用，这种操控器能够在宽规模的Vin和Vout组合条件和低占空比条件下供应安稳的作业，因而能够完成从48V到1V负载点的直接步降转化。
对窄导通时刻负载点转化的需求
降压转化器是运用最广泛的一种电源拓扑，最近的开展趋势标明，下一代开关操控器有必要能够在十分小的占空比条件下供应安稳高效的作业。尽管电流形式操控办法与电压形式操控比较具有许多优势，但也存在取决于运用要求的一些本身约束，特别是在占空比约束方面。
一般来说，电信和工业运用中的供电体系都是选用多级转化电路。还有一种接连供电体系，其负载点输入电压跟着时刻改变会从3.3V变到5V再到12V。跟着电源要求的进步，12V电源轨的运用现在很常见，而3.3V电源轨的运用则越来越少。向更高输入电压开展的这一趋势部分原因是更大的电流导致低压电路 中发生的I2R（电流到电阻）功率损失和相关问题。
最近这一趋势还在向更高电压开展，比方用于工业运用的24V~42V，用于电信的48V。继续的技能进步已使得操控窄脉冲成为可能。与此一起，新的研讨标明，更高的输入电压能够完成更高的整体功率、更低的体系本钱，并通过下降散布途径的温度进步体系牢靠性。
驱动PWM窄脉冲要求的别的一个要素是对更高开关频率的需求，这将导致更高的功率密度。电源在1MHz开关频率作业现已很常见。事实上，在汽车信息文娱运用中，为了避开调幅频段，这个开关频率需求超越1.8MHz。1MHz时完成12V至1V电源转化仍需求发生83ns的脉冲。
低占空比作业的约束
抱负的降压转化器能够发生低于Vin的任何电压，乃至到0V，但是在实践运用中存在许多约束，比方参阅电压、内部或外部电路损耗，以及更重要的用于发生操控信号的调制器类型。关于一个特定的输入电压来说，参阅电压是阻挠操控器掩盖从0%到100%整个规模的最显着的约束要素。最显着的是参阅电压：
这个公式标明，输出能够调理到Vref电压以下。获得最小Vout的第二个首要约束要素是操控器的最短导通时刻。关于一个给定的输入电压（Vin）而言，最小的Vout能够表明为：
针对给定的开关频率（Fs），上侧MOSFET的导通时刻等于：
操控器运用的操控办法大部分用于驱动它能操控的最小导通时刻。在栅极驱动电路内部的一些有意延时，比方消隐时刻，也会影响最小导通时刻。在典型的电流形式 PWM操控器中，PWM脉冲的巨细取决于差错放大器的输出和电感电流信号，如图1所示。电流环路检测电感电流信号，并与VCOMP参阅值进行比较，比较效果用于调制PWM脉冲宽度。由于电流环路会强制电感的峰或谷电流跟从电压差错放大器输出，因而电感在电压操控环路中不会呈现。对电压环路来说，双极点LC 滤波器将变成单%&&&&&%极点结构。简略的2类补偿足以安稳电压环路。
合适窄导通时刻作业的调制器
峰值电流形式操控是最常用的架构之一，尽管它很好了解，能够供应具有许多优势的牢靠操控技能，但当要求窄导通时刻作业时会呈现明显的缺陷。在峰值电流形式，电感电流信息是在上侧MOSFET上检测到的。图2显现了上侧和下侧MOSFET中与PWM信号有关的典型电流波形。上侧MOSFET的导通事情会由于导通环路中的MOSFET表里存在不同寄生参数而发生明显的振铃现象。这种振铃会向操控电路发送过错信号，并过错地停止PWM信号。
为了处理这个问题，峰值电流形式开关操控器在检测电感电流之前会运用消隐时刻疏忽这个初始振铃。一般设置的消隐时刻是150ns到250ns。这个消隐时刻要求不允许峰值电流形式操控器调理十分窄导通时刻的电源转化。在600kHz频率时，即使是12V到1V的电源转化也很难调理，这个频率相当于不到 140ns的最小导通时刻。
谷值电流形式操控
别的一种办法是谷值电流形式操控，它能很简略地战胜峰值电流形式操控下的消隐时刻缺陷。在谷值电流形式操控下，电感电流信号的检测是在上侧MOSFET的关断期间进行的，然后避免了上侧MOSFET呈现振铃。这种办法处理了操控很窄导通时刻PWM脉冲的问题。不过谷值电流形式也有本身的一些约束。
图2：降压转化器波形展现了电流形式操控之架构中的信号检测方位。
谷值电流形式操控有两个首要问题，即子谐波振动和不良的线性调整率。子谐波振动是任何电流形式操控计划中 共有的问题。它在峰值电流形式操控中也会发生，不过都是发生在超越50%占空比的时分。关于谷值电流形式来说状况恰恰相反。
电流形式操控器（不管是峰形式仍是谷形式）中的子谐波振动能够用斜率补偿加以避免。但是，固定式斜率补偿无法敷衍一切占空比和电感。假如占空比远离斜率补偿规划中运用的设定值，子谐波振动问题还会发生。
峰值电流形式操控
别的一种办法是仿真式峰值电流形式操控，它是峰值电流形式的一种变种，能够躲避消隐时刻约束。通过丈量低侧MOSFET上的谷电流信息，这种办法能够战胜上侧MOSFET的振铃。这个谷电流信息随后就能够用来仿真电感上冲，然后获得峰电流信息。
与峰值电流形式操控中的相同，仿真式峰值电流形式也存在子谐波振动问题，需求进行斜率补偿。这个斜率补偿来源于仿真的峰电流信号。尽管仿真式峰值电流形式规划兼具蜂电流形式和谷值电流形式操控办法的长处，但它也有缺陷，首要由于操控环路中短少电感信息。
兼具两种形式的长处
带自习惯斜率补偿功用的谷值电流形式是战胜传统谷值电流形式操控缺陷的一种办法。通过优化的自习惯斜率补偿电路能够在一切占空比条件下避免呈现子谐波振动。这种自习惯补偿和低占空比作业的固有才能使得选用这种架构的操控器能够作业在很高的开关频率。
Intersil公司的ISL8117降压操控器选用的便是一种谷值电流形式操控，它具有低侧MOSFSET Rdson、谷值电流检测和自习惯斜率补偿功用。如图3所示，ISL8117的斜波信号能够习惯施加的输入电压，然后有效地进步线路调整率。其共同的谷值电流形式完成和优化的斜率补偿功用战胜了传统谷值电流形式操控器的缺陷。ISL8117共同的操控技能使得它支撑很宽规模的输入输出电压。事实上，ISL8117是电压形式操控和电流形式操控的一种混合方法，一起具有两种调制架构的长处。
ISL8117能够在4.5V至60V规模内的任何电压下作业，它的输出能够在0.6V至54V之间调理。它具有100kHz至2000kHz的可调频率规模，能够发生最短40ns的导通时刻（典型值）。在40ns最短导通时刻时，该操控器能够1.5MHz频率下从12V总线发生1V输出。它还能在更低的频率下从48V电源发生1V供应。图4显现了从安稳的48V到1.2V的瞬时转化。在简略遭到特定开关频率噪声影响的体系中，ISL8117能够同步到任何外部的频率源，以削减辐射的体系噪声和拍频噪声。
图3：ISL8117的内部操控框图。
图4：安稳的48v到1.2v转化器发生的OA至6A、6A至OA的瞬时呼应。
凭借这种同步降压操控器，工程师只需包含MOSFET和无源器材在内的10个元件就能规划出一个完好的直流/直流转化处理计划，并能获得98%的转化功率和1.5%的输出电压精度。如图5所示，ISL8117的低引脚数量和地图友爱的引脚架构还能最大极限地削减穿插走线的数量，进一步进步电源功用。
图5：ISL8117的典型运用。
本文小结
每种调制操控形式都有本身的一些约束性，但最近的立异效果，比方具有混合谷值电流形式和自习惯斜率补偿功用的ISL8117 60V降压操控器，能够用来愈加灵敏愈加方便地规划电源处理计划。ISL8117能够协助体系规划师去除中心转化级电路，用更小的体积获得更高的成效，一起下降体系本钱，进步产品的牢靠性。
