简介
近年来，推进RF体系完成更宽带宽、更高功用、更低功耗，一同前进频率规模并缩小尺度的力气越来越强壮。这一趋势已成为技能前进的驱动力，RF器材的集成度远超以往所见。有许多要素在推进这一趋势。
卫星通讯体系为了发送和接纳每天搜集到的数TB数据，对数据速率的要求已抵达4 Gbps。这一要求推进体系的作业频率前进到Ku和Ka波段，原因是在这些频率上更简略完成更宽的带宽和更高的数据速率。这必然导致通道密度更高，每通道的带宽更宽。
在信号情报范畴，功用要求也在不断前进。此类体系的扫描速率越来越高，故而要求体系具有快速调谐PLL和宽带宽掩盖规模。对尺度更小、分量更轻、功耗更低(SWaP)和集成度更高体系的需求，源于业界希望在现场操作手持式设备，以及希望前进大型固定方位体系的通道密度。
相控阵的开展相同得益于单芯片RF体系集成度的前进。集成让收发器
越来越小，使得每个天线元件都可以有自己的收发器，然后促进模仿波束赋形向数字波束赋形改动。经过数字波束赋形，单一阵列可以一同追寻多个波束。相控阵体系运用广泛，包含气候雷达和定向通讯等。因为低频信号环境变得越来越拥堵，许多运用不可避免地要求前进频率。
本文介绍怎么运用一种高度集成的架构来应对上述应战，该架构将AD9371收发器用作中频接纳机和发射机，使得整个中频级及其相关器材都可以从体系中移除。文中比较了传统体系与提议的架构，并举例阐明晰怎么经过典型规划流程来完成此架构。具体说来，运用集成收发器可以完成一些高档频率规划，这是规范超外差款式收发器做不到的。
超外差架构概述
超外差架构因为能完成很高的功用而成为多年来的首选架构。超外差接纳机架构一般包含一个或两个混频级，混频级馈入模数转化器(ADC)。典型超外差收发器架构如图1所示。
图1. 传统X和Ku波段超外差接纳和发射信号链
榜首转化级将输入RF频率上变频或下变频至带外频谱。榜首IF(中频)的频率取决于频率和杂散规划、混频器功用以及RF前端运用的滤波器。然后，榜首IF向下转化为ADC可以数字化的较低频率。尽管ADC在处理更高带宽的才干上取得了巨大前进，但为抵达最优功用，其频率上限现在是2 GHz左右。输入频率更高时，有必要考虑功用丢失，而且更高输入频率要求更高时钟速率，这会导致功耗上升。
除混频器外，还有滤波器、扩大器和步进衰减器。滤波用于按捺不需求的带外(OOB)信号。若不加按捺，这些信号会在方针信号上产生杂散，使方针信号很难或无法进行解调。扩大器设置体系的噪声系数和增益，供给足够高的灵敏度以接纳小信号，一同又不是太高以至于ADC过度饱满。
还有一点需求留意，此架构常常需求运用外表声波(SAW)滤波器以满意ADC严厉的抗混叠滤波器要求。SAW滤波器会供给急剧滚降功用以满意这些要求，但一同也会带来显着的推迟和纹波。
图2所示为一个X波段超外差接纳机频率规划示例。该接纳机希望接纳8 GHz和12 GHz之间的信号，带宽为200 MHz。方针频谱与可调谐本振(LO)混频，产生5.4 GHz IF。然后，5.4 GHz IF与5 GHz LO混频以产生终究的400 MHz IF。终究IF规模是300 MHz至500 MHz，这是许多ADC可以发挥杰出功用的频率规模。
图2. X波段接纳机频率规划示例
接纳机的重要特性
除了熟知的增益、噪声系数和三阶交调截点特性以外，影响接纳机架构频率规划的其他典型特性包含镜像按捺、IF按捺、自发杂散和LO辐射。
镜像杂散—方针频段之外的RF，其与LO混频产生IF的搅扰。
IF杂散—IF频率的信号，其经过混频器之前的滤波潜入，显现为IF搅扰。
LO辐射—来自LO的RF走漏到接纳机链的输入连接器。LO辐射是可以检测到的，即便在仅接纳的作业形式下也能检测(参见图3)。
自发杂散—接纳机内部的时钟或本振混频导致的IF杂散。
图3. LO辐射走漏经过前端回来
镜像按捺特性一同适用于榜首和第二混频级。在X和Ku波段的典型运用中，榜首混频级的中心频率可以是5 GHz到10 GHz规模的高IF。这儿需求高IF，原因是镜像频率为Ftune + 2 × IF，如图4所示。IF越高，镜像频段离得越远。此镜像频段有必要在其抵达榜首混频器之前加以按捺，不然此规模内的带外能量会体现为榜首IF中的杂散。这是一般运用两个混频级的主要原因之一。假如只要一个混频器，而且IF为数百MHz，那么将很难在接纳机前端中按捺镜像频率。
图4. 混频进入IF的镜像
将榜首IF下变频至第二IF时，第二混频器也存在一个镜像频段。第二IF的频率较低(几百MHz到2 GHz)，故榜首IF滤波器的滤波要求或许视状况而不同。关于第二IF为几百MHz的典型运用，高频榜首IF的滤波或许十分困难，需求很大的定制滤波器。这常常是体系中最难规划的滤波器，因为频率很高且按捺要求一般很窄。
除镜像按捺外，还有必要有力地滤除从混频器回来接纳输入连接器的LO功率水平。这样可保证无法因为辐射功率而检测到用户。为此，LO应远离RF通带，保证可以完成充沛滤波。
高中频架构概述
最新集成收发器产品包含AD9371，它是一款300 MHz至6 GHz直接变频收发器，具有两个接纳通道和两个发射通道。接纳和发射带宽可在8 MHz至100 MHz规模内调整，作业形式可装备为频分双工(FDD)或时分双工(TDD)。该器材选用12 mm2 封装，TDD形式下功耗约为3 W，FDD形式下功耗约为5 W。因为正交纠错(QEC)校准的优势，它完成了75 dB到80 dB的镜像按捺功用。
图5. AD9371直接变频收发器功用框图
图6. X或Ku波段TRx，AD9371用作中频接纳机
集成收发器%&&&&&%的功用前进敞开了新的或许性。AD9371集成了第二混频器、第二IF滤波和扩大、可变衰减ADC以及信号链的数字滤波和抽取功用。在该架构中，AD9371(其调谐规模为300 MHz至6 GHz)可调谐到3 GHz和6 GHz之间的频率，直接接纳榜首IF(参见图6)。其增益为16 dB，NF为19 dB，5.5 GHz时的OIP3为40 dBm，故AD9371是十分抱负的IF接纳机。
集成收发器用作IF接纳机，便不再需求像超外差接纳机那样忧虑经过第二混频器的镜像，这可以大大下降榜首IF带的滤波需求。不过，为了消除收发器中的二阶效应，依然需求必定的滤波。榜首IF带现在应以两倍的榜首IF频率供给滤波以消除此类效应，这比滤除第二镜像和第二LO要简略得多，它或许挨近数百MHz。一般，运用低成本的小型LTCC滤波器制品即可满意此类滤波要求。
这种规划还使体系具有很高的灵敏性，可针对不同运用而轻松加以重复运用。灵敏性的体现之一是IF频率挑选。IF挑选的一般经历法则是让它比经过前端滤波的方针频谱带宽高1 GHz至2 GHz。例如，若规划师需求4 GHz频谱带宽(17 GHz至21 GHz)经过前端滤波器，则IF可以坐落5 GHz频率(比方针带宽4 GHz高1GHz)。这有助于前端完成滤波。假如只需求2 GHz带宽，可以运用3 GHz的IF。此外，AD9371具有软件界说特性，很简略随时改动IF，所以特别适宜需求避开堵塞信号的认知无线电运用。AD9371的带宽也可以在8 MHz至100 MHz规模内轻松调整，有利于避免方针信号附近的搅扰。
高中频架构的高集成度使得终究的接纳机信号链所占空间只要等效超外差架构的50%左右，一同功耗下降30%。别的，高中频架构接纳机比超外差架构更为灵敏。这种架构是要求小尺度、高功用的低SWaP商场的福音。
高中频架构接纳机频率规划
高中频架构的长处之一是可以调谐IF。当企图创立一个能避开搅扰杂散的频率规划时，这种才干特别有用。当接纳到的信号在混频器中与LO混频并产生一个非IF频段内方针信号音的m × n杂散时，就会引起搅扰杂散。
混频器依据公式m × RF ± n × LO产生输出信号和杂散，其间m和n为整数。接纳信号产生的m × n杂散或许落在IF频段中;某些状况下，方针信号音会引起一个特定频率的交越杂散。
例如，若观测一个规划为接纳12 GHz至16 GHz信号且IF为5.1 GHz的体系，如图7所示，则引起带内杂散的m × n镜像频率可依据下式确认：
成果如下表所示。
表1. 18.1 GHz LO的M × N杂散表
表中的榜首行(黄色亮显)显现所需的13 GHz信号，它是混频器中的1 × 1的成果。其他亮显单元显现或许有问题的带内频率，它们或许体现为带内杂散。例如，15.55 GHz信号在12 GHz到16 GHz的方针规模内。输入端一个15.55 GHz信号音与LO混频，产生一个5.1GHz信号音(18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz)。其他未亮显行也或许形成问题，但因为其在带外，可以经过输入带通滤波器滤除。
图7. 12 GHz至16 GHz Rx Tx高中频架构
杂散水平取决于多个要素。主要要素是混频器的功用。混频器从根本上说是一个非线性器材，其内部会产生许多谐波。依据混频器内部二极管的匹配精度和混频器杂散功用的优化程度，可确认输出杂散水平。数据手册一般会供给一个混频器杂散图表，它可以协助确认杂散水平。表2所示的比如是混频器HMC773ALC3B的杂散水平表。该表给出的是杂散相关于1 × 1方针信号音的dBc水平。
表2. HMC773ALC3B混频器杂散表
运用此杂散表并扩展表1中所做的剖析，咱们便可全面了解哪些m × n镜像音或许会搅扰接纳机，以及其水平是多少。可以生成一个电子表格，其输出与图8所示相似。
图8. 12 GHz至16 GHz Rx的m × n镜像
此图中的蓝色部分表明所需带宽。线段表明不同的m × n镜像及其水平。由此图很简略知道，混频器之前需求满意什么样的滤波要求才干消除搅扰。本例中有多个镜像杂散落在带内，无法滤除。下面将阐明怎么运用高中频架构的灵敏性来绕开其间的一些杂散，这是超外差架构做不到的。
接纳形式下避开搅扰
图9显现了一个相似频率规划，其规模是8 GHz到12 GHz，默许IF为5.1 GHz。此图是混频器杂散的另一种视图，显现了中心调谐频率与m × n镜像频率的联系，而不是之前所示的杂散水平。此图中的1:1粗对角线表明希望的1 × 1杂散。图上的其他直线代表m × n镜像。此图左边代表IF调谐无灵敏性的部分。这种状况下，IF固定在5.1 GHz。调谐频率为10.2 GHz时，2 × 1镜像杂散跨过方针信号。这意味着假如调谐到10.2 GHz，那么很有或许附近信号会堵塞方针信号的接纳。右侧显现了经过灵敏IF调谐处理这个问题的办法。这种状况下，在9.2 GHz附近时IF从5.1 GHz切换到4.1 GHz，然后避免交越杂散产生。
图9. 无IF灵敏性时的m × n交越杂散(上)，运用IF调谐避开交越(下)
这仅仅一个阐明高中频架构怎么避开堵塞信号的简略比如。当结合智能算法来确认搅扰并核算新的或许IF频率时，便有许多可行的办法来构建一种可以灵敏习惯任何频谱环境的接纳机。这就像确认给定规模(一般是3 GHz到6 GHz)内的适宜IF相同简略，然后依据该频率从头核算并设置LO。
高中频架构发射机频率规划
同接纳频率规划相同，也可以运用高中频架构的灵敏性来改善发射机的杂散功用。对接纳机而言，频率成分有时是无法猜测的。但对发射机而言，输出端的杂散更简略猜测。此RF成分可运用下式来猜测：
其间，IF经过AD9371调谐频率预先确认，LO经过所需输出频率确认。
图10. 无滤波的输出杂散
像对待接纳通道相同，发射侧也可以生成混频器图表。示例如图10所示。在此图中，最大杂散是镜像和LO频率，运用混频器之后的带通滤波器可将其降到所需水平。在FDD体系中，杂散输出或许会使附近接纳机降敏，带内杂闭会带来问题，这种状况下IF调谐的灵敏性便很有用。在图10所示比如中，假如运用5.1 GHz的静态IF，发射机输出端会存在一个挨近15.2 GHz的交越杂散。经过将14 GHz调谐频率时的IF调整到4.3 GHz，便可避开该交越杂散，如图11所示。
图11. 静态IF引起交越杂散(上)，运用IF调谐避开交越杂散(下)
规划示例—宽带FDD体系
为了展现这种架构可以完成的功用，咱们运用ADI公司制品器材构建了一个接纳机和发射机FDD体系原型，其接纳频段的作业频率规模装备为12 GHz至16 GHz，发射频率的作业频率规模为8 GHz至12 GHz。运用5.1 GHz的IF来搜集功用数据。接纳通道的LO规模设置为17.1 GHz至21.1 GHz，发射通道的LO规模设置为13.1 GHz至17.1 GHz。原型的功用框图如图12所示。在该图中，X和Ku变频器板显现在左边，AD9371评价板显现在右侧。
图12. X和Ku波段Rx Tx FDD原型体系功用框图
增益、噪声系数和IIP3数据在接纳下变频器上搜集，显现于图13(上)中。整体而言，增益约为20 dB，NF约为6 dB，IIP3约为–2dBm。运用均衡器可完成额定的增益调整，或许运用AD9371中的可变衰减器履行增益校准。
一同也测量了发射上变频器，并记载其增益、P1dB和OIP3。此数据与频率的联系显现于图13(下)。增益约为27 dB，P1 dB约为22dBm，OIP3约为32 dBm。
图13. Ku波段Rx数据(上)，X波段Tx数据(下)
当此板与集成收发器一同运用时，接纳和发射的整体特性如表3所示。
表3. 体系整体功用表
总的来说，接纳机功用与超外差架构恰当，而功耗大大下降。等效超外差规划的接纳机链功耗会高于5 W。此外，原型板的制作并未以缩小尺度为优先方针。运用恰当的PCB布局技巧，并将AD9371集成到与下变频器相同的PCB上，选用这种架构的处理方案总尺度可缩小到仅4到6平方英寸，明显小于需求近8到10平方英寸的等效超外差处理方案。此外，运用多芯片模块(MCM)或体系化封装(SiP)等技能可进一步缩小尺度。这些先进技能可将尺度缩小到2至3平方英寸。
结语
本文介绍了一种切实可行的架构——高中频架构，它可代替传统办法，大幅改善SWaP。文中扼要阐明晰超外差架构以及接纳机规划的重要标准。然后介绍高中频架构，并阐释其在滤波要求和集成度(可削减器材总数)方面的优势。咱们具体阐明晰怎么拟定频率规划，以及怎么运用可调谐IF来避开接纳机上的搅扰信号。在发射方面，其方针是下降输出杂散，咱们提出了一种避开带内杂散的办法，以及猜测一切或许存在的输出杂散产品的办法。
这种架构的完成得益于近年来集成式直接变频接纳机的迅猛开展。跟着AD9371的诞生，经过高档校准和高集成度可完成更高的功用。这种架构在未来的低SWaP商场会变得特别重要。
