1 导言
近年来， 跟着计算机微处理器的输入电压要求越来越低， 低压大电流DC – DC 变换器的研讨得到了许多研讨者的注重， 各种拓扑结构层出不穷，同步整流技能、多重多相技能、磁集成技能等也都使用于这个范畴。笔者提出了一种交织并联的低压大电流DC – DC 变换器， 它的一次侧选用对称半桥结构， 而二次侧选用倍流整流结构。选用这种结构能够极大地减小滤波电容上的电流纹波， 然后极大地减小了滤波电感的巨细与整个DC – DC 变换器的尺度。这种变换器运转于48 V 的输入电压和100 kHz 的开关频率的环境。
2 倍流整流的低压大电流DC – DC变换器的结构剖析
倍流整流低压大电流DC-DC 变换器的电路原理图如图1 所示， 一次侧选用对称半桥结构， 二次侧选用倍流整流结构， 在S1 导通时SR1 有必要截止， L1 充电； 在S2 导通时SR2 有必要截止， L2 充电，这样滤波电感电流就会在滤波电容上移项叠加。图2 给出了开关操控战略。
图1 倍流整流的低压大电流DC- DC变换器的电路原理图
图2 开关的操控战略
经过以上剖析能够看出， 倍流整流结构的二次侧2 个滤波电感电流在滤波电容上彼此叠加， 然后使得输出电流纹波变得适当小。
结构中的同步整流器均按外加信号驱动处理，使操控变得很杂乱， 但在这种半桥- 倍流拓扑结构中运用简略的自驱动办法很困难， 因为， 在这种结构中， 假如直接从电路中取适宜的点作为同步整流器的驱动信号， 在死区时刻内当这个驱动信号为零时， 同步整流器就会截止。为了在半桥- 倍流拓扑结构中运用自驱动办法， 就有必要运用到辅佐绕组。
以单个半桥- 倍流拓扑结构为例， 见图3 , VSEC为变压器的二次侧电压， Vgs为由辅佐绕组取得的同步整流器的驱动电压， 能够看出即便在死区的时刻内， 同步整流器的驱动电压也不行能为零， 确保了自驱动办法在这种拓扑结构中的使用。
图3 自驱动同步整流器电路及波形图
别的， 因为在大电流的状况下MOSFET 导通压降将增大， 然后发生较大的导通损耗， 为此应选用多个MOSFET 并联办法来减小损耗。
3 交织并联低压大电流DC – DC 变换器
3.1 电路原理图
综上所述， 倍流整流低压大电流DC – DC 变换器具有很好的功用， 在此基础上引进交织并联技能， 构成一种新的结构， 称为并联低压大电流DC – DC变换器， 能够进一步减小输出电流纹波。
图4 为交织并联低压大电流DC – DC 变换器的电路原理图（以最简略的2 个倍流整流交织并联为例）。
图4 交织并联低压大电流DC- DC变换器的电路原理图
3.2 变换器的开关操控战略
交织并联低压大电流DC – DC 变换器的开关操控战略见图5。
图5 交织并联低压大电流DC- DC变换器的开关操控战略
3.3 交织并联低压大电流DC- DC变换器功用
首要这种拓扑结构最大的长处是变压器原边的结构简化， 操控变得很简略。其次， 这种办法的完结有必要选用同步整流电路， 因为交织并联电路的完结要求变压器副边上下电位轮番为正， 在一个时刻段内有且只要一个为正电位， 其他都为零电位。但在这种拓扑结构中， 因为2 个变压器的原边串联在一起， 而副边是并联的， 这样假如用肖特基二极管作整流器， 那么输入电压将在2 个变压器原边上分压， 而肖特基二极管又没有选通的功用， 这样变压器二次侧的波形将是彻底对称的， 上下2 个整流电路的电流彻底重合， 达不到电流交织并联的意图。
这样， 使用同步整流器来完结这个功用， 一起使用MOSFET 的双向导电特性， 因为同步整流管的漏源电流是散布在坐标横轴两边的。这种结构的进程详细剖析如下：
1） S1 导通， S2 截止； S3 截止， S4 , S5 , S6 均导通。因为S4 , S5 , S6 的导通， 榜首变压器副边绕组下端为零电位，第二变压器副边绕组上、下端均为零电位，电感L1 上电流上升， L2 , L3 , L4 上电流下降。
2） S2 导通， S1 截止； S4 截止， S3 , S5 , S6 均导通。因为S3 , S5 , S6 的导通， 榜首变压器副边绕组上端为零电位，第二变压器副边绕组上、下端均为零电位， 电感L2 上电流上升， L1 , L3 , L4 上电流下降。
3） S1 导通， S2 截止； S5 截止， S3 , S4 , S6 均导通。因为S3 , S4 , S6 的导通， 第二变压器副边绕组下端为零电位，榜首变压器副边绕组上、下端均为零电位， 电感L3 上电流上升， L1 , L2 , L4 上电流下降。
4） S2 导通， S1 截止； S6 截止， S3 , S4 , S5 均导通。因为S3 , S4 , S5 的导通， 第二变压器副边绕组上端为零电位，榜首变压器副边绕组上、下端均为零电位， 电感L4 上电流上升， L1 , L2 , L3 上电流下降。
以上各式均疏忽整流器的电压降， 且V SEC为变压器二次侧的电压值。
依据以上剖析可知， 使用同步整流器， 经过变压器原边串联而副边并联的办法， 能够完结这种交织并联半桥- 倍流拓扑结构。它的长处主要有以下几个方面：
1） 有用地简化了拓扑结构和操控战略。
2） 在频率坚持不变的状况下， 假如纹波的峰- 峰值必定， 则这种结构能够有用减小滤波电感的值， 然后加速整个变换器的动态呼应时刻。
3） 交织并联的半桥- 倍流拓扑结构与非交织并联的半桥- 倍流拓扑结构比较， 一次侧和二次侧的导通损耗相差不多， 但因为选用交织并联技能，二次侧的开关频率是本来的一半， 相应的开关损耗也是本来的一半。因为变换器的开关损耗在整个损耗计算中占很大的份额， 因而， 交织并联技能能够极大地进步变换器的功率。
4 仿真剖析
使用Pspice 软件对电路进行仿真。电路的参数如下： 开关频率为100 kHz , 占空比为40 % ,输入电压为48 V , 滤波电感为2μH , 滤波电容为820μF , 输出电流为60 A , 输出电压为1125 V。
图6 所示为滤波电感的电流波形， 从图6 能够看出， 4 个滤波电感的电流轮番充电， 假如一个滤波电感在充电， 其他3 个电感有必要在放电， 在死区时刻内， 4 个滤波电感都在放电。
图7 和图8 所示分别为交织并联变换器与单个倍流整流变换器结构的输出电流纹波波形， 从图7中能够看出， 4 个滤波电感的电流在滤波%&&&&&%上叠加， 能够把电流的纹波减小许多。
图6 滤波电感电流波形
图7 交织并联变换器结构的输出电流纹波波形
图8 单个倍流整流变换器结构的输出电流纹波波形
5 试验成果
经过理论研讨及仿真剖析， 能够看出， 交织并联的低压大电流DC – DC 变换器具有杰出的功用，在输出为1125 V/ 60 A 的状况下， 输出电流纹波能够降到很小。为了进一步阐明这种拓扑结构的可行性， 用试验成果验证。试验电路见图4 , 试验参数和仿真相同， 最终得到如图9 所示的试验波形。图9 中， V gs为一次侧一个MOSFET 的门极驱动电压波形， V ds则为相应的MOSFET 的栅源电压波形，从图9 能够看出， 试验成果所得波形同图5 的理论剖析成果非常符合， 所提出的办法是可行的。其间， 变压器选用R2 KB 软磁铁氧体资料制造的GU22 磁心， 原副边的匝数分别为8 匝和1 匝； 电感选用宽恒导磁资料IJ 50h 制造的环形铁心T5 – 10 – 215 ,匝数为8 匝。
图9 试验波形
6 结语
经过仿真及试验剖析， 得出以下定论： 关于低压大电流DC – DC 变换器， 能够经过交织并联的办法， 进一步减小输出电流纹波， 作用非常显着；或许在相同输出电流纹波状况下， 能够极大地减小滤波电感值， 然后减小整个变换器的尺度， 进步变换器的瞬态呼应特性。所评论的2 个倍流整流结构交织并联事例相同适应于多个倍流整流结构交织并联的状况。
