模仿规划师在规划扩大器时花了许多功夫才使扩大器能安稳作业，但在实践运用中又有许多状况会使这些扩大器发生振动。有许多种负载会使它们啸叫。没有正确规划的反应网络或许导致它们不安稳。电源旁路电容缺乏也或许让它们不安分。最终，输入和输出自己或许振动成单端口体系。本文将谈论引起振动的一些常见原因以及相应的对策。
一些根本原理
图1a显现了一个非轨到轨扩大器的框图。输入端操控gm模块，gm模块再驱动增益节点，最终经缓冲输出。补偿电容Cc是首要的频率呼应元件。假如有接地引脚的话，Cc回路应该接到地。但是一般运放没有地，电容电流只能回来到一个或两个电源端。
图1a：典型的非轨到轨运放拓扑。
图1b是支撑轨到轨输出的最简略扩大器的框图。输入gm模块的输出电流经“电流耦合器”分红两路驱动电流到两个输出晶体管。频率呼应首要取决于两个处于并联状况的Cc /2电容。以上两种拓扑描绘了绝大多数运用外部反应的运放。
图1b：典型的轨到轨运放拓扑。
图1c显现了抱负扩大器的频率呼应，尽管它们在电气结构上有所区别，但具有类似的行为。由gm 和Cc构成的单极点补偿电路供给的单位增益带宽乘积频率GBF=gm/(2p Cc)。这些扩大器的相位推迟从-180°降至GBF/Avol邻近的-270°，其间Avol是开环扩大器直流增益。对远高于这一低频的频率来说，相位维持在-270°。这便是有名的“主极点补偿”，其间Cc极点主导呼应，并躲藏了有源电路的各种频率约束。
图1c：运放的抱负化频率呼应。
图2显现了LTC6268扩大器的开环增益和相位呼应与频率的联系。这是一款很细巧的500MHz扩大器，支撑轨到轨输出，而且只要3fA的偏置电流，是展现实在扩大器行为的一个极好比如。主补偿电路的-90°相位推迟从大约0.1MHz开端，在约8MHz时抵达-270°，但在30MHz以大将跳过-270°。在实践运用中，因为额定的增益级和输出级电路，一切扩大器除了根本的主补偿推迟外，都还有高频相位推迟。典型的额定相位推迟从大约GBF/10开端。
图2：LTC6268的增益和相位与频率的联系。
简言之，带反应的安稳性关键在于环路增益和相位;或Avol乘以反应因子，或环路增益。假如咱们在单位增益装备中衔接LTC6268，那么100%的输出电压将被反应。在十分低频率时，输出是负输入的反相，或-180°相位推迟。补偿电路经过扩大器再添加-90°推迟，使得负输入到输出具有-270°的推迟。当环路相位推迟添加到±360°或它的倍数而且环路增益至少是1V/V或0dB时将发生振动。相位余量衡量的是当增益为1V/V或0dB时相位推迟离360°有多远。图2显现在130MHz时的相位余量约有70°(10pF赤色曲线)。这是一个十分健康的数字;相位余量低至35°或许都是可用的。
别的一个较少谈论的主题是增益余量，尽管它与参数相同重要。当在某些高频点相位余量为零时，假如增益至少1V/V或0dB，那么扩大器就会振动。如图2所示，当相位减至0(或360°的倍数，或图中所示的-180°)时，1GHz邻近的增益约为-24dB。这是一个十分小的增益。在这个频率点不会发生振动。在实践运用中，一般至少需求4dB的增益余量。
非彻底补偿扩大器(Decompensated Amplifiers)
尽管LTEC6268在单位增益时十分安稳，但有些运放却有意做的不安稳。经过规划扩大器补偿电路，使之只在更高闭环增益时才安稳，这样的规划权衡与单位增益补偿办法比较能够供给更高的压摆率、更宽的GBF和更低的输入噪声。图3显现了LT6230-10的开环增益和相位。该扩大器首要用于反应增益为10或更高的场合，因而反应网络将至少衰减输出信号10倍。在运用这种反应网络的条件下，咱们寻觅开环增益为10V/V或20dB时的频率，发现在50MHz时的相位余量为58°(±5V电源)。在单位增益时，相位余量只要0°左右，而且扩大器会振动。
图3：LT6230-10增益和相位与频率的联系。
调查发现，当闭环增益比最小安稳增益更高时，一切的扩大器都将愈加安稳。即便1.5的增益也会使单位增益安稳的扩大器变得愈加安稳得多。
反应网络
就这个论题而言，反应网络自身也或许引起振动。注目的4中咱们放了一个寄生电容与反应分压电阻并联在一同。这是不可避免的。电路板上每个元件的每个端子都有约0.5pF的电容到地，而且还有走线的电容。在实践运用中，节点至少有2pF的电容，每英寸走线的电容大约也是2pF。因而很简略堆集起5pF的寄生电容。考虑LTC6268供给+2的增益。为了节约功耗，咱们将Rf和Rg值设为适当高的10kW。当Cpar= 4pF时，这个反应网络在1/(2p*Rf||Rg*Cpar)或8MHz处有一个极点。
图4：加载反应网络的寄生电容。
运用反应网络相位推迟为–atan(f/8MHz)这个现实，咱们能够估量环路360°推迟将发生在约35MHz时，此刻扩大器的推迟为-261°，反应网络推迟为-79°。在这个相位和频率点，扩大器仍有22dB的增益，而分压电阻增益是分压电阻增益
= 0.1114 or -19dB。扩大器的22dB增益乘上反应网络-19dB增益能够得出在0°相位处的环路增益为+3dB，电路会发生振动。因而有必要减小与寄生电容一同发生效果的反应电阻值，使反应极点远离环路的单位增益频率。极点与GBF比值最好6倍以上。
运放输入自身或许呈很大的容性，模仿Cpar。特别是低噪声和低Vos扩大器具有大的输入晶体管，其输入电容比其它扩大器都要大，会加载它们的反应网络。你需求查阅数据手册，看看与Cpar并联的电容还有多大。走运的是，LT6268只要0.45pF，对这种低噪声扩大器来说这是一个很小的值。带寄生参数的电路能够用运转在免费的LTspice 上面的凌力尔特宏模型进行仿真。
图5显现了使分压电阻更能忍耐电容的办法。图5a显现了参加Rin后的同相扩大器电路。假定Vin是一个低阻源(
图5a：减小Cpar效应的办法;添加了Rin的同相扩大器电路。
图5b显现了反相装备。Rg相同履行环路衰减一同又不改动闭环增益。在这种状况下，输入阻抗不会因“Rg”而改动，但噪声、偏移和带宽会变糟。
图5b：减小Cpar效应的办法;反相装备。
图5c显现了补偿同相扩大器中Cpar的优选办法。假如咱们设置Cf* Rf = Cpar * Rg，咱们就有一个“经过补偿的衰减器”，反应分压器也就在一切频率点都有相同的衰减，然后处理了Cpar问题。产品的失配将在扩大器的通带中构成“突起”，在呼应中构成“骨架”，也即低频呼应是平整的，但改动到了环绕f = 1/2p* Cpar * Rg的另一个渠道。图5d显现了用于反相扩大器的Cpar等效补偿电路。需求剖析频率呼应，找出正确的Cf，而扩大器带宽便是剖析的一个部分。
图5c:减小Cpar效应的办法;补偿同相扩大器中Cpar的优选办法。
图5d：减小Cpar效应的办法;针对反相扩大器的等效Cpar补偿电路。
这儿次序列出了对电流反应扩大器(CFA)的一些谈论。假如图5a中的扩大器是CFA，那么“Rin ”对修正频率呼应没有多大效果，因为负输入具有很小的阻抗，是正输入的彻底复制。噪声则有些变差，而且会发生额定的负输入偏置电流Vos/ Rin。相同，图5b所示电路的频率呼应不会被“Rg ”改动。反相输入不仅仅一个虚拟地，它到地有一个真实很低的阻抗，而且现已忍耐Cpar (仅反相形式!)。直流差错类似于图5a所示差错。图5c和5d是电压输入运放的首选，仅仅CFA不能忍耐直接反应电容而不发生振动。
负载问题
就像反应电容或许腐蚀相位余量相同，它也会加载电容。图6显现了在一些增益设置条件下LTC6268输出阻抗与频率的联系。留意，单位增益输出阻抗要低于更高增益的阻抗。完好反应答应开环增益减小扩大器的固有输出阻抗。这样，图6中增益为10的输出阻抗一般要高出单位增益成果10倍。反应衰减器会下降环路增益使之到1/10值，否则会减小闭环输出阻抗。开环输出阻抗约30W，从增益100曲线高频区的平整部分很简略看出来。在从大约增益带频率/100到增益带宽频率的这段区域中，根本上没有满足的环路增益可减小开环输出阻抗。
图6：LTC6268在三种增益条件下输出阻抗与频率的联系。
电容负载将和开环输出阻抗一同导致相位和起伏推迟。举例来说，50pF负载和LTC6268 30Ω输出阻抗一同将在106MHz点生成另一个极点，此刻输出具有-45°的相位推迟和-3dB的衰减。在这个频率点，扩大器具有-295°的相位和10dB的增益。假定是单位增益反应，那就不彻底能发生振动，因为相位没有使推迟抵达±360°(在106MHz处)。但是在150MHz点，扩大器有305°的推迟和5dB的增益。输出极点的相位是–atan(150MHz/106MHz) = -55°，增益是
= 0.577 或-4.8dB。乘上环路增益，能够得到360°和+0.2dB增益，再次振动。50pF似乎是迫使LTC6268振动的最小负载电容。
避免负载电容构成振动的最常见办法是在反应衔接之后串联一个小值电阻。10Ω到50Ω的阻值能够约束电容负载或许引起的相位推迟，并在很高速度时将扩大器与低电容阻抗阻隔开来。缺陷包括取决于负载电阻特性的直流和低频差错，电容负载上受限的频率呼应，以及假如负载电容随电压改动而改动时引起的信号失真。
由负载电容构成的振动一般能够经过进步扩大器闭环增益进行阻挠。以更高的闭环增益运转扩大器意味着反应衰减器也会衰减环路相位为±360°的频率点的环路增益。举例来说，假如咱们运用闭环增益为+10的LTC6268，咱们能够看到扩大器在40MHz时的增益为10V/V或20dB，这时的相位推迟为285°。为了激起振动，咱们需求一个输出极点，这会构成额定75°的推迟。咱们能够经过运用-75° = -atan(40MHz/Fpole) → Fpole = 10.6MHz得到这个输出极点。这个极点频率来自500pF的负载电容和30pΩ的输出阻抗。
输出极点增益是
0.026。在未加载开环增益为10时，在振动频率点的环路增益为0.26，因而这次没有发生振动，至少没有发生由简略输出极点构成的振动。这样，咱们就经过进步闭环增益将能够忍耐的负载电容从50pF添加到了500pF。
未端接的传输线也是很欠好的负载，因为它们出现张狂地随频率重复的阻抗和相位改动(见图7中未端接9英寸电缆的阻抗)。假如扩大器能够在一个低频谐振点安全地驱动电缆，那么跟着自己相位余量的削减，它就很或许在某个更高的频率点振动。假如电缆有必要无端接，那么与输出串联的“后匹配”电阻能够阻隔电缆的根本阻抗改动。别的，即便来自电缆未端接结尾的瞬时反射回来扩大器，后匹配电阻假如其值匹配电缆特征阻抗的话也能正确地吸收这个能量。假如后匹配电阻不匹配电缆阻抗，一些能量将从扩大器和终端反射回未端接结尾。当能量抵达结尾时，又会再次高效地回来扩大器，因而就有了一连串来回反弹的脉冲，仅仅每反弹一次都会有所削弱。
图7：未端接同轴电缆的阻抗和相位。
图8显现了一个愈加完好的输出阻抗模型。其间Rout项与LTC6268中谈论的相同是30Ω，而且咱们还添加了Lout这一项。这是物理电感和电气等效电感组合成的一个项。物理封装、绑定线和外部电感可添加5至15nH，封装越小电感量也越小。别的，对任何扩大器来说都有一个电气上发生的20-70nH规模的电感，特别是选用双极性器材。输出晶体管的寄生基极电阻被器材的有限Ft转化为了电感。
图8：扩大器输出阻抗的电感部分。
风险在于Lout或许与CL发生相互效果并构成一个串联谐振调谐电路，该电路的阻抗或许跌至环路和潜在振动之内没有更多相位推迟的话Rout将无法驱动的水平。例如，设Lout = 60nH和CL = 50pF。谐振频率是
谐振频率
92MHz，彻底在LTC6268的通带内。这种串联谐振电路会有效地加载谐振点的输出，极大地改动谐振点邻近的环路相位。惋惜的是，Lout在扩大器数据手册中一般不会说到，但有时能够在开环输出阻抗图中看到它的影响。一般来说，这种影响关于带宽在50MHz以下的扩大器来说不是很重要。
图9显现了一种处理方案。Rsnub 和Csnub构成所谓的“阻尼器”，它的方针是下降谐振电路的Q值，以便扩大器输出端不会构成很低的谐振阻抗。Rsnub一般在谐振点的CL电抗处取值，在本例中为-j35Ω，以便将输出谐振电路的Q值拉低至1左右。Csnub经调整要在输出谐振频率点彻底刺进Rsnub，也便是Csnub 的电抗成份
图9：运用输出阻尼器。
电流反应扩大器的负输入实践上是一个缓冲器输出，也会有图8所示的串联特性。因而它自己就或许在Cpar的效果下振动，就像输出端相同。应设法减小Cpar和任何相关的电感。惋惜的是，负输入端的阻尼器会修正闭环增益与频率的联系，因而不是很有用。
古怪的阻抗
许多扩大器在高频时都出现出输入阻抗怪事。两个输入晶体管串联的扩大器更是如此，就像达林顿管那样。许多扩大器的输入端都有一个npn/pnp晶体管对，其频率方面的行为与达林顿管十分类似。在远大于GBF的频率点，输入阻抗的实数部分会变负值。电抗性源阻抗将与输入电容和电路板电容一同谐振，而负的实数重量将加重振动。当从未端接电缆驱动时，这也能够答应在许多重复性的频率点振动。假如输入端不可避免运用长电感线，能够用一连串吸能电阻分段，或在扩大器输入脚装置一个中等阻抗的阻尼器(约300Ω)。
电源
需求考虑的最终一个振动源是电源旁路电容。图10显现了一部分输出电路。Lvs+和Lvs-是封装、IC绑定线、旁路电容物理长度(跟任何导体相同也是电感性质)以及电路板走线电感串联起来的必不可少的电感。别的包括在内的还有将部分旁路电容与电源总线余下部分(假如不是电源层的话)衔接在一同的外部电感。尽管3-10nH看起来不多，但在200MHz时也有3.8到j12Ω。假如输出晶体管传导的是大的高频输出电流，那么在电源电感大将发生压降。
图10：电源旁路电容细节。
扩大器的其余部分需求安静无搅扰的电源，因为必定频率之上它就不能按捺电源了。在图11中咱们能够看到LTC6268在不同频率处的电源按捺比(PSRR)。因为补偿电容与一切没有接地引脚的运放中的电源有关，它们会将电源噪声耦合进扩大器，gm有必要能够消除这个噪声。因为补偿的原因，PSRR能够减小1/f，过了130MHz后电源按捺实践上变成了增益。
图11：LTC6268电源按捺比与频率的联系。
因为在200MHz时PSRR表现为增益，输出电流会搅扰LV电感内的电源电压，并经过PSRR扩大变成强壮的扩大器信号，从而驱动输出电流，构成内部供电信号等，并致使扩大器振动。这是为何一切扩大器电源有必要细心用低电感走线和元件旁路的原因。别的，电源旁路电容有必要比任何负载电容大得多。
假如咱们考虑500MHz左右的频率，那么3-10nH将变成j9.4Ω至j31.4Ω。这么高的值满足让输出晶体管单独在其电感和%&&&&&%元件电容内振动，特别是在晶体管gm和带宽添加构成更大输出电流时。因为今日的半导体制作工艺选用的晶体管带宽十分高，所以需求特别留意，至少在大输出电流时。
本文小结
总归，规划师需求考虑与每个运放端子以及负载天然特性相关的寄生%&&&&&%和电感。一般所规划的扩大器在标称环境中是十分安稳的，但每种运用需求自己去剖析。
