电磁搅扰是由大环路中的信号电流引起的。
图9.6举例说明了一个一般的电磁搅扰问题。一个64位总线从板卡A通过连接器B连到母板卡上，母板卡或许是一个主CPU卡或是一个通往其他子卡的无源通道。64条信号线的回来电流从母板卡C流回板卡A，其间的绝大部分通过了连接器B的接地脚。
只要一小部分信号回来电流经由不同的途径流回板卡A可是，正是这一小部分回来电流引起了许多的EMI问题。
高频电流流经大的环路时会辐射出许多的电磁能量，这将不能通过FCC或VDE所规则的辐射测验。EMI规划的首要作业是使一切信号的电流环路横截面的面积最小。例如，在一个完好地平面上，高频电流趋向于紧贴走线正下方回来，一条6IN长，间隔地平面0.010IN的走线所围起来环路面积仅仅为 0.006IN的2次方。这么大的环路面积，在EMI方面是能够承受的。在图9.6中，板卡A和C上的64位总线信号由完好地平面回来，因而咱们能够疏忽其信号和地之间的环路面积。
回来电流途径上的任何阻断或不接连，如连接器接地引脚上的转化，会在电流环路上发生“气泡”，这些气泡是否会带来足够大的面积，然后导致辐射超支，取决于回路中信号电流的总DI/DT值。
在图9.6中，环路面积上的气泡一般发生在连接器B内，由于连接器上的信号和地线引脚是分隔的。该气泡记为G1，64位总线信号途径的环路电感大部分来自环路G1的电感。
信号回来电流是否有其他的回来途径，取决于连接器B的物理结构，以及板卡A和C地址的机箱结构的具体状况。任何电流在回来坐落板卡A上的源端时，假如不通过连接器B，则将包含一个大的环路面积，并发生许多的辐射。
例如，在图9.7中，假定板卡A和C共用两个连接器，别的添加的连接器记为D，将其组织在与连接器B相隔一段间隔的当地。现在有一部分信号的回来电流能够由连接器D上的地线流加A，如图9.7中的环路G2所示。
调整信号回来电流通过连接器D的份额，取决于环路G1的电感（见图9.6）与G2（见图9.7）的电感的比值：
（式5）
在十分低的频率上，流经连接器D的信号回来电流的量取决于阻抗的比值，而在较高的频率上，则取决于上式中电感的比值。即然EMI是一个高频问题，这儿咱们也就只关怀两个环路电感的比值。
由于环路G1面积较小，其电感也比G2要小一些，因而只要一小部分的回来信号电流通过途径G2。可是，即便如此小的一部分电流也足以使辐射超支。在 30MHZ以上，在距设备3M远处进行测验，FCC和VDE的辐射约束都大致为100UV/M。关于辐射规范的更多细节以及避免电磁辐射的规划技能，能够参阅OTT，MARDIGUIAN和KEISER等人的论著。
要想准确核算一个数字产品的辐射强度等级是件不现实的工作，由于有太多的要素会影响成果。下式标明了一个简略的约束条件：敞开的丈量实验场合，30MHZ以上，满意FCC和VDE辐射约束的环路面积、峰值电流和上升时刻。
（式6）
其间：E=3M处的国辐射电场强度，V/M
A=辐射环路面积，IN2
IP=峰值电流，A
T10~90%=信号上升时刻
FCKOCK=时刻频率，HZ
关于上式需求留意：
终究产品的辐射目标与上式所预算的目标相差20DB是很常见的，其间包含一个很大的批改系数。
应该清晰，辐射测验是测验体系中一切线路辐射的总和，假如一条线刚刚契合规范，那么添加了100条线必定就不契合规范了。
在规划终究设定之前，先建立一个模仿体系测验一下，其间只需包含一些穿过连接器体系的时钟信号，听起来很糟蹋，但终究来看会节约许多钱。由于比及工程完毕需求从头规划机械封装和屏蔽时，成本会急剧添加。
事例：一个连接器的噪声辐射
图9.8显现了一个典型的16位总线。咱们来分步核算途径G1和G2的电感，以及途径G1的辐射和途径G2的辐射。
途径G1的电感：
（式7）
R=0.025/2（引脚半径，直径的一半，IN
留意：咱们用的是H/R，而不是2H/D）
W1=0.2（信号到地的间隔，IN）
H=0.4（连接器引脚长度，IN）
1/2=批改系数，由于信号引脚两头有地线（见“互感–连接器怎么引起串扰”中的原则2）
途径G2的电感：
（式8）
R=0.025/2（引脚半径，直径的一半，IN）
W1=0.2（信号到连接器D的间隔，IN）
H=0.4（连接器引脚长度，IN）
假定每个驱动信号都通过50欧传输线传达，起伏为典型的TTL电平3.7V，信号电流的峰-峰值为74MA。峰值电流是其一半或正负37MA。
选用式5救出途径Y的峰值电流：
（式9）
现在选用式6来预算环路G1和G2的辐射，首要核算G1：
（式10）
A=0.08（引脚长度0.4IN*信号到地间隔0.2IN，IN的2次方）
%&&&&&%1=0.037（峰值电流，A）
T10~90%=5*10的-9次方（信号上升时刻，S）
FCKOCK=100MHZ
一条信号线的辐射为82UV，总的辐射与相关信号线数量的平方根近似成正比，一切16条线的辐射量为：
（式11）
依照这样的规划，这个连接器的组织将不能通过规则测验，再看看连接器D的状况：
（式12）
A=2.4（引脚长度0.4IN/信号到地间隔6IN，IN的2次方）
IG2=0.0015（峰会值电流，A）
T10~90%=5*10的-9次方（信号上升时刻，S）
FCIOK=100MHZ
一条信号线的辐射为90UV，一切16条线总的辐射为：
（式13）
实际上，环路G2辐射比G1辐射大，这儿由于电感LG2只随连接器B与D之间间隔的对数值的添加而添加，而环路G2面积的添加直接正比于连接器B和 D的间隔。电感的添加尽管使得流过G2的电流削减，可是环路面积增大导致添加的辐射要大得多。连接器B和D之间间隔的增大实际上会使辐射问题愈加恶化。
下面是一些能有用削减连接器辐射的原则：
原则1 在连接器B中多用一些接地引脚，使地线接近每一条信号线，然后有用地减小连接器B中的有用辐射环路面积。
原则2 在连接器B中添加更多的地线也能下降其电感，由式5可知，这样能够削减在远端环路中流过的电流。
原则3 将板卡A上一切的母板卡连接器严密放置，以破环或消除远端回来电流途径。
原则4 沿着板卡A和板卡C的边际布放接连的接地址，依据式5这样能够供给一个阻抗十分低的回来途径，下降远端环路电流。
原则5 不要把I/O电缆连接在板卡A的外边际上，这样会从母板卡C上发生一个大的远端回来电流途径，通过大地和I/O电缆回来板卡A。应该将电缆边在母板卡上，或许在母板卡上接近连接器B外进行高频滤波。
原则6 关于选用的驱动门电路，要使其上升沿时刻要尽或许长。式6标明，辐射与上升时刻的倒数成正比。
