经典的四电阻差动扩展器
好像很简单，但其在电路中的功用欠安。本文从实践出产规划动身，评论了分立式电阻、滤波、沟通共模按捺和高噪声增益的不足之处。大学里的电子学课程说明晰抱负运算扩展器的运用，包含反相和同相扩展器，然后将它们进行组合，构建差动扩展器。图 1 所示的 经典四电阻差动扩展器十分有用，教科书和讲座 40 多年来一直在介绍该器材。
图 1. 经典差动扩展器
CMRR
差动扩展器的一项重要功用是按捺两路输入的共模信号。如图1 所示，假定V2 为 5 V，V1 为 3 V，则 4V为共模输入。V2 比共模电压高 1 V，而V1 低 1 V。二者之差为 2 V，因而R2/R1的“抱负”增益施加于 2 V。假如电阻非抱负，则共模电压的一部分将被差动扩展器扩展，并作为V1 和V2 之间的有用电压差出现在VOUT ，无法与实在信号相差异。差动扩展器按捺这一部分电压的才干称为共模按捺（CMR）。该参数能够表明为比率的方式（CMRR），也能够转换为分贝 （dB）。因而，在单位增益和 1%电阻情况下，CMRR等于 50 V/V（或约为 34 dB）；在 0.1%电阻情况下，CMRR等于 500 V/V（或约为 54 dB）—— 乃至假定运算扩展器为抱负器材，具有无限的共模按捺才干。若运算扩展器的共模按捺才干足够高，则总CMRR受限于电阻匹配。某些低本钱 运算扩展器具有 60 dB至 70 dB的最小CMRR，使核算更为杂乱。
低容差电阻
第一个次优规划如图 2 所示。该规划为选用OP291 的低端电流检测运用。R1 至R4 为分立式 0.5%电阻。由Pallás-Areny文章中的公式可知，最佳CMR为 64 dB。走运的是，共模电压离接地很近，因而CMR并非该运用中首要差错源。具有 1%容差的电流检测电阻会发生 1%差错，但该初始容差能够校准或调整。但是，由于作业规模超越 80°C，因而有必要考虑电阻的温度系数。
图 2. 具有高噪声增益的低端检测
针对极低的分流电阻值，应运用 4 引脚开尔文检测电阻。选用高精度 0.1 Ω电阻，并以几十分之一英寸的PCB走线直接衔接该电阻很简单添加 10 mΩ，导致 10%以上的差错。但差错会更大，由于PCB上的铜走线温度系数超越 3000 ppm。分流电阻值有必要细心挑选。数值更高则发生更大的信号。这是 功德，但功耗（I2R） 也会随之添加，或许高达数瓦。选用较小的 数值（mΩ等级），则线路和PCB走线的寄生电阻或许会导致较 大的差错。一般运用开尔文检测来下降这些差错。能够运用一 个特别的四端电阻（比方Ohmite LVK系列），或许对PCB布局 进行优化以运用规范电阻，如“改进低值分流电阻的焊盘布局， 优化高电流检测精度”一文中所述。若数值极小，能够运用PCB 走线，但这样不会很精确，如“ PCB走线的直流电阻 ”一文中所述。
商用四端电阻（比方Ohmite或Vishay的产品）或许需求数美元或更贵重，才干供给 0.1%容差和极低温度系数。进行完好的差错预算剖析能够显现如安在本钱添加最少的情况下改进精度。有关无电流流过检测电阻却具有较大失调（31mV）的问题，是“轨到轨”运算扩展器无法一路摆动到负电源轨（接地）引起 的。术语“轨到轨”具有误导性：输出将会挨近电源轨——比经典发射极跟从器的输出级要近得多——但永久不会真实抵达电源轨。轨到轨运算扩展器具有最小输出电压VOL，数值等 于VCE（SAT） 或RDS（ON） &TImes; ILOAD， ，如“MT-035：运算扩展器输入、输出、单电源和轨到轨问题 ”所述。若失调电压等于 1.25 mV，噪声增益等于 30，则输出等于：1.25 mV &TImes; 30 = ±37.5 mV（由于存在VOS，加上VOL导致的 35 mV）。依据VOS极性不同，无负载电流的情况下输出或许高达 72.5 mV。若VOS 最大值为 30µV，且VOL 最大值为 8 mV，则现代零漂移扩展器（如 AD8539）可将总差错下降至首要由检测电阻所导致的水平。
另一个低端检测运用
另一个示例如图 所示。该示例具有较低的噪声增益，但它使 用 3 mV失调、10-µV/°C失调漂移和 79 dB CMR的低精度四通道运算扩展器。在 0 A至 3.6 A规模内，要求到达±5 mA精度。若选用±0.5%检测电阻，则要求的±0.14%精度便无法完成。若运用 100 mΩ电阻，则±5 mA电流可发生±500 µV压降。不幸的是，运算扩展器随温度改变的失调电压要比丈量值大十倍。哪怕VOS 调整为零，50°C的温度改变就会耗尽悉数差错预算。若噪声增益为 13，则VOS的任何改变都将扩展 13 倍。为了改进功用，应运用零漂移运算扩展器（比方 AD8638、 ADA4051或 ADA4528）、薄膜电阻阵列以及精度更高的检测电阻。
图 3. 低端检测，示例 2
高噪声增益
图 4 中的规划用来丈量高端电流，其噪声增益为 250。OP07C运 算扩展器的VOS最大额外值为 150 µV。最大差错为 150 µV &TImes; 250 = 37.5 mV。为了改进功用，选用 ADA4638 零漂移运算扩展器。该器材在–40°C至+125°C温度规模内的额外失调电压为 12.5 µV。但是，由于高噪声增益，共模电压将十分挨近检测电阻两头的电压。OP07C的输入电压规模（IVR）为 2 V，这表明输入电压有必要至少比正电轨低 2 V。关于ADA4638 而言，IVR = 3 V。
图 4. 高端电流检测
单电容滚降
图 5 中的示例稍为杂乱。目前为止，一切的等式都针对电阻而言；但更精确的做法是，它们应当将阻抗考虑在内。在参加电容的情况下（无论是成心添加的电容或是寄生电容），沟通CMRR均取决于方针频率下的阻抗比。若要滚降该示例中的频率呼应，则可在反应电阻两头添加电容C2，如一般会在反相运算扩展器装备中做的那样。
图 5. 测验创立低通呼应
如需匹配阻抗比Z1 = Z3 和Z2 = Z4，就有必要添加电容C4。市场上很简单就能买到 0.1%或更好的电阻，但哪怕是 0.5%的电容价格都要高于 1 美元。极低频率下的阻抗或许无关紧要，但电 容容差或PCB布局发生的两个运算扩展器输入端 0.5 pF的差额可导致 10 kHz时沟通CMR下降 6 dB。这在运用开关稳压器时显得尤为重要。单芯片差动扩展器（如AD8271、 AD8274或 AD8276）具有好 得多的沟通CMRR功用，由于运算扩展器的两路输入处于芯片上的可控环境下，且价格一般较分立式运算扩展器和四个精细电阻更为廉价。
运算扩展器输入端之间的电容
为了滚降差动扩展器的呼应，某些规划人员会测验在两个运算扩展器输入端之间添加电容C1 以构成差分滤波器，如图 6 所示。这样做关于外表扩展器而言是可行的，但关于运算扩展器却不可行。V OUT 将会经过R2 而上下移动，构成闭合环路。在直流时，这不会发生任何问题，而且电路的体现与等式 2 所描 述的相一致。跟着频率的添加，C1 电抗下降。进入运算扩展器输入端的反应下降，然后导致增益上升。终究，运算扩展器会在开环状态下作业，由于电容使输入短路。
图 6. 输入电容下降高频反应
在波特图上，运算扩展器的开环增益在 –20dB/dec处下降，但噪声增益在+20 dB/dec处上升，构成–40dB/dec交越。正如控制系统课堂上所学到的，它必定发生振动。一般来说，永久不要在运算扩展器的输入端之间运用%&&&&&%（极少数情况下破例，但本文不作评论）。无论是分立式或是单芯片，四电阻差动扩展器的运用都十分广泛。为了取得安稳且值得投入出产的规划，应细心考虑噪声增益、输入电压规模、阻抗比和失调电压标准。
