ADI:宽动态规模的高端电流 检测：三种解决方案

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简介

在电机操控、电磁阀操控、通讯基础设施和电源办理等许多运用中，电流检测是精细闭环操控所必需的要害功用。从安全至关重要的轿车和工业运用，到电源和功率至关重要的手持式设备，都能发现它的身影。运用精细电流监控，规划人员能够取得要害的瞬时信息，例如电机扭矩（依据电机电流）、DC/DC转换器功率、基站LDMOS（横向分散MOS）功率晶体管的偏置电流，或许短接至地等确诊信息。

为了了解体系规划人员在为电路板挑选最准确、最具本钱效益的电流传感器时所面临的重要权衡、挑选和应战，咱们将细心评论蜂窝基站功率扩大器的LDMOS偏置电流监控及其它相关运用中的电流检测。

电流监控在基站功率扩大器中是必不可少的，特别是在调制办法更为杂乱3G和LTE中，其峰均功率比从3G W-CDMA的3.5 dB（约2.2比1）到LTE OFDM的8.5 dB（约7.1比1）不等，而大多数常用2G单载波GSM的峰均功率比为3 dB（约2比1）。操控环路功用之一是监控LDMOS偏置电流，以便能够针对给定的功率输出对LDMOS的偏置进行正确调制。通常情况下，此直流偏置电流具有宽动态规模，具体视作业条件、最大值或非峰值操作而定。对规划人员而言，这意味着需求一个精细电流传感器来监控50 mA（或许低至15 mA）¹至20 A规模内的电流，而LDMOS的漏极则偏置到28 V至60 V规模内的一个高压。假如运用分流电阻来监控此电流，则规划人员只能运用十分小的分流电阻，不然当LDMOS电流为20 A时，其功耗将十分大。例如，在最大电流时，即便10mΩ分流电阻也会耗费4 W功率。

尽管存在能够接受这一功率的分流电阻，但电路板或许要求较低功耗。但是，假如挑选如此低的电阻值，则在低电流（如50 mA）时，10 mΩ分流电阻上的电压将极端细小(500 μV)，难以运用一个一起还有必要接受高共模电压的电路进行精细监控。

本文将要点评论能够在高共模电压下准确监控宽规模直流电流的电流检测解决方案。一起还会特别重视温度功用这一重要参数，它常常难以校准，但在功率扩大器室外运用中有必要慎对待。

本文将依照规划杂乱度从高到低的次序介绍三种可选解决方案，它们能针对各种不同的运用供给可行的高精度、高分辨率电流检测。

1. 运用运算扩大器、电阻和齐纳二极管等分立器材来构建电流传感器。这种解决方案以零漂移扩大器AD8628为中心器材。
2. 运用AD8210等高压双向分流监控器来进步集成度，并运用其它外部器材来扩展动态规模和精度。
3. 选用针对运用而优化的器材，例如最新推出的AD8217。AD8217是一款易于运用且高度集成的零漂移电流传感器，输入共模电压规模为4.5 V至80 V。

装备一个规范运算扩大器进行高端电流检测

图1所示为一个选用 AD8628的依据算扩大器的分立解决方案。选用其它运算扩大器时同一设置也有用，但有必要尽或许具有下列特性：低输入失调电压、低失调电压漂移、低输入偏置电流和轨到轨输入输出摆幅才干。引荐的其它扩大器包含AD8538, AD8571和 AD8551.

此电路监控高端电流 I。扩大器经过齐纳二极管翻开偏置，本例中其额外值为5.1 V。二极管的运用确保扩大器能够在高共模电平下安全地作业，并且其电源电压安稳在容许的电源限值以内，一起MOSFET将其输出转换为电流，进而由电阻 R_L转换为以地为参阅的电压。这样，输出电压就能馈送至转换器、模仿处理器和其它以地为参阅的器材（如运算扩大器或比较器），以便做进一步的信号调度。

在此装备中，R_G 上的电压与 R_SHUNT 上的电压持平，因为经过MOSFET的反应会使运算扩大器的两个高阻抗输入端坚持相同的电压。经过R_G 的电流流过FET和 R_L 发作 V_OUTPUT。流过分流电阻的电流I与 V_OUTPUT 的联系可经过公式1标明：

(1)

R_SHUNT 挑选：R_SHUNT 的最大值由最大电流时的容许功耗决议，而最小值由运算扩大器的输入规模和差错预算决议。一般情况下，为了监控10 A以上的电流，R_SHUNT 的值在1 mΩ至10 mΩ之间。假如单个电阻无法满意功耗要求，或许对PCB而言太大，则R_SHUNT 或许有必要由多个电阻并联构成。

R_G 挑选： R_G 用于将与高端电流成份额的电流转换到低端。R_G 的最大值由P沟道MOSFET的漏极-源极漏电流决议。假定运用常见的P沟道增强型笔直DMOS晶体管BSS84，那么各种条件下的I_DSS 最大值如表1所示。

表1. 漏极-源极漏电流

以LDMOS漏极电流监控为例，共模电压为28 V， I_DSS 为100 nA。经过R_L 的最小电流的镜像至少应为I_DSS的20倍。因而，

R_G 的最小值由最大负载电流时的容许镜像电流功耗决议:

R_BIAS 挑选： 经过R_BIAS 的电流经过分流发作运算扩大器的静态电流和根本安稳的齐纳二极管电压V_Z（它决议运算扩大器的电源电压）。当扩大器电流 I_SUPPLY实际上为0且 V_IN 为最大值时，应确保流过齐纳二极管的电流不超越其最大调理电流I_{Z_MAX}:

当I_SUPPLY 为最大值且V_IN为最小值时，为确保二极管电压安稳，流过其间的电流应大于其最大作业电流I_{Z_MIN}:

齐纳二极管和R_BIAS是这一解决方案的要害器材，因为它们消除了后续电路的高共模电压，支撑运用低压精细运算扩大器。为使电压坚持最高安稳性，齐纳二极管应具有低动态电阻和低温度漂移特性。

R₁ 挑选: R₁ 用于在输入瞬变超越运算扩大器的电源电压时约束扩大器输入电流。主张运用10 kΩ电阻。

所选运算扩大器的失调电压V_OS和失调电流 I_OS是十分重要的目标，特别是在分流电阻值和负载电流很低的情况下。 V_OS + I_OS × R₁有必要小于I_MIN × R_SHUNT, 不然扩大器或许会饱满。因而，为取得最佳功用，最好运用具有零交越失真的轨到轨输入扩大器。

关于这种分立解决方案，另一个需求考虑的问题是温度漂移。即便选用零漂移扩大器，也十分难以优化，或许需求支付昂扬价值才干优化下列分立器材所引起的漂移：齐纳二极管、MOSFET和电阻。从表1可知，当V_GS = 0 V 且 V_DS = –50 V时，跟着作业温度从25°C变为125°C，MOSFET的I_DSS 最大值从–10 μA变为–60 μA。此漂移会下降体系在整个温度规模内的精度，特别是当受监控的电流很低时。齐纳二极管的漂移特性会影响扩大器电源的安稳性，因而所用扩大器应当具有高电源按捺(PSR)功用。

此外，规划人员有必要意识到这一解决方案的成效很低，因为 R_BIAS.耗费了很多功率。例如，假如总线共模电为28 V，齐纳二极管输出电压为5.1 V且R_BIAS为1000 Ω电阻，那么该电路的无用功耗将超越0.52 W。这会添加功耗预算，规划时有必要考虑这一点。

运用AD8210和外部器材进行高端电流检测

图2a所示为集成高压双向分流监控器 AD8210 的简化框图；图2b所示为选用外部基准电压源的单向运用。

AD8210能够扩大正或负电流流过分流电阻时发作的小差分输入电压，一起按捺高共模电压（最高65 V），并供给以地为参阅的缓冲输出。

如图2a所示，它首要包含两个模块：一个差分扩大器和一个外表扩大器。输入端经过 R₁ 和 R₂连接到差分扩大器A1。A1运用Q1和Q2调整流经 R₁ 和 R₂的小电流，使其本身输入端上的电压为零。当AD8210的输入信号为0 V时， R₁ 和 R₂中的电流持平。当该差分信号非零时，一个电阻中的电流增大，另一个电阻中的电流则减小。电流差与输入信号的巨细和极性成正比。

R₃ 和 R₄将流经Q1和Q2的差分电流转换为差分电压。A2装备为外表扩大器，用于将该差分电压转换为单端输出电压。经过精细调理的薄膜电阻在内部将增益设置为20 V/V。

运用 V_REF1 和V_REF2引脚能够轻松调整输出基准电压。在处理双向电流的典型装备中， V_REF1连接到 V_CC，而 V_REF2 连接到GND。这种情况下，当输入信号为0 V时，输出以V_CC/2为中心电压。因而，关于5 V电源，输出以2.5 V为中心电压。依据分流电阻上的电流方向不同，输出将大于或小于2.5 V。

这种装备十分合适充电/放电运用，但假如用户需求运用整个输出规模来丈量一个单向电流，那么一种典型办法便是运用外部源来设置该规模，如图2b所示。此刻，一个电阻分压器经过一个运算扩大器缓冲来驱动连在一起的 V_REF1 和 V_REF2引脚，然后使输出发作偏移。

当负载电流挨近0时，单单依托扩大器难以监控负载电流。选用5 V电源时，AD8210的线性输出规模为50 mV至4.9 V。假定运用中的分流电阻为10 mΩ，那么其上流过的最小电流有必要大于250 mA，才干确保AD8210的输出高于其50 mV的最低点。

图2b所示装备引入了一个偏移，以便丈量更小的电流。当扩大器增益为20 V/V时，输出电压与监控电流之间的联系能够经过公式2表标明：

(2)

例如，当电阻R₁和 R2分别为9800 Ω和200 Ω时，失调电压为100 mV。当差分输入为0 V时，AD8210的输出是100 mV，依然落在线性规模之内。假如分流电流规模为50 mA至20 A，当R_SHUNT = 10 mΩ时，输入规模将是0.5 mV至200 mV，AD8210的输出规模是10 mV至4 V加上失调电压，即0.11 V至4.1 V，彻底坐落其额外线性规模以内。

事实上，运用这种装备，规划人员能够将AD8210的输出偏移到电源规模内的任何一点，然后处理具有任何非对称性的恣意电流规模。因为精细调理的电阻内部连接到基准输入端，因而需求运用一个运算扩大器来缓冲分压器。为了取得最佳成果，应当以低阻抗来驱动这些输入端。可用来缓冲外部基准电压源的精细低本钱运算扩大器包含 AD8541, AD8601, AD8603, AD8605, AD8613, AD8691和 AD8655等。

与分立解决方案比较，这种集成解决方案要求分流监控器具有高共模电压规模，当输出电压规模无法到达电流检测规模要求时，它还要求输出偏移。但它能够处理双向电流监控，并且避免了上述温漂和功耗问题。AD8210失调漂移和增益漂移的确保最大值分别为8 μV/°C与20 ppm/°C。假如运用AD8603作为缓冲器，它所奉献的失调仅有1 μV/°C，与AD8210现已很低的失调电压漂移比较能够忽略不计。分压器R₁和 R₂的功耗为：

以图2b所示的参数进行核算，其功耗仅为1.2 mW。

运用零漂移AD8217进行高端电流监控

ADI公司最近推出了一款高压电流传感器AD8217，它具有零漂移和500 kHz带宽，专门用来增强宽温度、输入共模和差分电压规模内的分辨率和准确度。图3a所示为该器材的简化框图；图3b显现了一个典型运用。

了丈量流过小分流电阻的极小电流，AD8217供给最小值为20 mV的输出规模（整个温度规模内），优于AD8210的50 mV规模。因而，假如分流电阻上受监控的最小负载电流在电流传感器中发作20 mV的最小输出（相当于1 mV的最小输入），则用户能够挑选按图3b所示来装备AD8217。AD8217的输出电压与输入电流之间的联系能够经过公式3标明：

(3)

AD8217 内置一个低压差调理器(LDO)，它能为扩大器供给恒压电源。该LDO能够接受4.5 V至80 V的高共模电压，其功用根本上与图1中的齐纳二极管类似。

AD8217的工厂设定增益为20 V/V，在整个温度规模内的最大增益差错为±0.35%。整个温度规模内的初始失调额外值为±300 μV，并且温漂十分小，仅有±100 nV/°C，这些特功能够改进任何差错预算。缓冲输出电压能够直接与任何典型的模数转换器接口。当输入差分电压至少为1 mV时，不管是否存在共模电压，AD8217都能供给正确的输出电压。像上例相同运用10 mΩ分流电阻时，最小电流能够低至100 mA。

单芯片解决方案避免了分立解决方案的温漂和功耗问题。

功用比较

以下部分将给出经过比较这三种不同办法所取得的测验成果。测验时经过改动输入电压和负载电阻来调整流过分流电阻的输入电流。在所示数据中，已履行初始校准来消除与电路板中一切器材相关的初始增益和失调差错。

图4为运用图1所示电路测得的 R_L上的输出电压与流过R_SHUNT的输入电流低端值之间的线性联系图。R_SHUNT为 10 mΩ; R_G 为 13 Ω; R_BIAS 为 100 Ω; R₁ 为 10 kΩ; 负载电阻为 200 Ω; R_L 为 200 Ω; 齐纳二极管输出为5.1 V；运算扩大器为AD8628；MOSFET为BSS84。最大相对差错为0.69%，而校准后的平均差错为0.21%。

图5为运用图2b所示电路测得的AD8210输出电压与流过R_SHUNT的输入电流低端值之间的线性联系图。R_SHUNT 为10 mΩ; R₁ 为 20 kΩ; R₂ 为 0.5 kΩ; 负载电阻为 200 Ω. 外部基准电压缓冲器为AD8603。最大相对差错为0.03%，而校准后的平均差错为0.01%。

图6为运用图3b所示电路测得的AD8217输出电压与流过R_SHUNT的输入电流低端值之间的线性联系图。R_SHUNT 为 10 mΩ, 且负载电阻为50 Ω。最大相对差错为0.088%，而线性校对后的平均差错为0.025%。

留意，测验有必要会集在规模的低端，而不是包括50 mA至20 A的整个规模。原因是线性度改变首要处于规模的低输出电压（低单极性电流）部分。

此外还在–40°C、+25°C和+85°C下对每种解决方案进行了温度试验。表2给出了运用+25°C下的校对系数来校准–40°C和+85°C下的数据时的最大相对差错和平均差错。

表2. 不同温度下运用同一校对系数时的最大差错和平均差错

假如体系中有温度传感器可用，则能够运用不同的校对系数来校准不同温度下的数据，但这会导致器材数量增多和制作本钱添加。表3给出了在–40°C、+25°C和+85°C下运用不同校对系数时的最大相对差错和平均差错。

表3. 不同温度下运用不同校对系数时的最大差错和平均差错

温度试验标明，运用自稳零技能的器材能够在宽温度规模内供给高精度功用，特别是AD8217。

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