摘要
ADI专利的容性可编程增益扩大器(PGA)比较传统的阻性PGA具有更佳的功能，包括针对模仿输入信号的更高共模电压按捺才能。
本文描绘了斩波容性扩大器的作业原理，强调了需求扩大传感器小信号至挨近供电轨——比方温度丈量(RTD或热电偶)和惠斯登电桥——时，此架构的优势。
Σ-Δ型模数转换器(ADC)广泛用于传感器具有较小输出电压规模和带宽的运用中(比方应变计或热敏电阻)，因为这种架构供给高动态规模。具有高动态规模是因为，比较其它ADC架构，它具有低噪声功能。
Σ-Δ型转换器根据两条原理作业：过采样和噪声整形。当ADC对输入信号进行采样时，独立于采样频率的量化噪声会在直到采样频率一半的整个频谱内分散。因而，假如输入信号以比奈奎斯特理论所推导出的最小值高许多的频率采样，则方针频段内的量化噪声下降。
图1显现了不同采样频率下的量化噪声密度示例。
图1.不同采样频率下，频率规模内的量化噪声密度。
一般来说，关于特定的方针频段，每2个过采样系数就会使动态规模改进3dB(假定为白噪声频谱)。Σ-Δ型转换器的第二个优势是噪声传递函数。它将噪声整形至更高频率(如图2所示)，进一步下降了方针频段内的量化噪声。
图2.Σ-Δ噪声整形
此外，Σ-Δ架构或许集成数字滤波器，用来移除方针频段外的量化噪声，完成超卓的动态规模功能，如图3所示。
图3.LPF之后的量化噪声。
输入缓冲器
过采样架构的缺陷之一是，比较其它采样频率较低的架构，驱动Σ-Δ型调制器的输入缓冲器要求或许会更严厉。收集时刻变得更短，因而缓冲器需求更高带宽。现代Σ-Δ型转换器片上集成输入缓冲器，最大程度简化运用
此外，在检测体系中，为检测元件供给具有高精度的极高输入阻抗关于丈量精度而言极为要害。这使得输入缓冲器的要求更为严厉了。
集成输入缓冲器还有其它应战。Σ-Δ型调制器可在低频率时供给极低噪声，但一切其它元件(比方输入缓冲器)都会使热噪声添加，而更严峻的则是低频闪耀噪声，如图4所示。
图4.闪耀噪声。
此外，缓冲器失调也或许添加总体系差错。经过体系校准能够补偿失调，但假如失调漂移相对较高，那么这种办法就无法完成，因为每次作业温度发生改动都会要求体系从头校准，以补偿缓冲器失调。
例如，当失调漂移为500 nV/°C时，10°C温度递加将等于5 μV失调规模，在±2.5 VREF 24位ADC中这恰当于16.8 LSB，即约为4位。
处理这两个问题的典型途径是对缓冲器的输入和输出进行斩波，如图5所示。
图5.斩波扩大器。
对输入进行斩波之后，输入频率便调制到较高频率。缓冲器失谐和闪耀噪声仍然坚持其开始的低频率，因为它们不受输入斩波的影响。
输出去斩波机制将输入频率解调回基带，一起向上调制缓冲器发生的失谐和闪耀噪声至较高频率，随后由ADC低通滤波器加以消除。
某些情况下，输入缓冲器能够选用根据电阻的外表扩大器(阻性PGA)来替代，以使小传感器信号满意全调制器输入规模，最大程度进步动态规模。需注意，根据电阻的外表扩大器比较差分阻性扩大器是更好的挑选，因为分立式传感器需求更高的输入阻抗。阻性PGA可完成类似的斩波计划，如图6所示。
图6.阻性PGA。
阻性PGA或许需求级联第二组缓冲器，因为扩大器或许无法供给直接驱动调制器所需求的满足带宽。一起，有必要坚持低功耗，这就确认了电阻值，然后确认了扩大器带宽。
运用这种扩大器拓扑的首要问题是，它约束了共模电压——尤其是在增益大于1的时分，因为阻性PGA具有取决于输入信号的起浮共模值，如图6所示。
此外，阻性网络失配及其漂移也是影响总差错预算的要素之一，因为它或许会影响大多数的精度规范。
为防止这些约束，最新的Σ-Δ型转换器选用了容性PGA。
容性PGA扩大原理与阻性PGA类似：增益取决于电容比，如图7所示。
图7.容性PGA(为简洁起见，移除了部分模块)。
为了扩大直流信号，容性PGA在PGA输入端引入了斩波机制直流输入信号调制到斩波频率，然后由容性扩大器进行扩大。最终，信号经过输出去斩波解调回直流。此外，扩大器失谐和闪耀噪声调制到斩波频率，并在之后的级中进行低通滤波。
比较阻性架构，这种容性架构有一些优势:
它能更好地权衡噪声与功率，因为噪声源较少。需求较少的扩大器，并且比较电阻，电容不会发生噪声。
电容比电阻有十分多的优势。除了无噪声外，电容不会遭到自发热影响，且一般具有更好的匹配和温度漂移。这对失调、增益差错和漂移规范有正面影响。
电容可将输入共模从信号链共模的其余部分去耦。这样能够供给CMRR、PSRR和THD等优势。
容性PGA的最大优势之一，是它的输入共模规模能够是轨到轨或更高。这样便有或许从正供电轨下至负供电轨的简直任何地方对传感器共模电压进行偏置。
这种容性架构结合了外表扩大器的优势，具有极高的输入阻抗(因为输入阻抗是一个电容)，其优势是电容(而不是电阻)作为增益元件，添加了扩大器的动态规模——这不仅是因为它的信号摆幅，还因为其噪声功率的原因。
战胜阻性PGA共模约束的常见处理计划是添加或偏移供电轨，或许从头对中传感器信号共模。这样做的价值是功耗更高、电源规划更杂乱、运用更多外部元件，以及更高的本钱。
实践比方
在惠斯登电桥中，共模电压由衔接两个桥臂的阻抗决议，且与施加的电源成正比。电子秤运用即选用这种检测拓扑，因为它具有针对应变计的线性检测优势;图8显现了一个半桥式II类电路。
图8.选用惠斯登拓扑并包括应变计的电子秤。
应变计的灵敏度一般为2mV/V。惠斯登电源越高，灵敏度也就越高。为了添加应变计的动态规模并最大化SNR，电桥或许选用比ADC更高的电源供电。
因为阻性PGA的共模约束，电桥应当选用与ADC相同的电源供电，以便最大程度进步动态规模;而在容性PGA中，电桥能够选用简直为ADC两倍的电源供电，因为不存在输入共模的约束。
例如，假定规范电源为ADC供给3.3V电平，则关于相同的增益，容性PGA比较阻性PGA的改进总结见表1。
表1. 惠斯登电桥中的阻性PGA和容性PGA比照(假定运用规范电源和增益)
或许存在的另一个问题，是当电桥的衔接方位离ADC较远时，接地之间或许有所不同。这或许会使共模电压偏移，然后导致ADC输入共模相关于电桥不平衡，并下降阻性PGA中的最大答应增益。
使容性PGA功能与阻性PGA恰当的可行办法是以更高的电源电压对电桥供电。比方，以±3.3 V双极性电源对电桥供电，然后添加应变计的灵敏度，但价值是更高的体系杂乱性和功耗。
或许会得益于容性PGA的另一个比方是选用电阻式温度检测器(RTD)或热电偶的温度丈量运用。
常用RTD电阻(比方PT100)能够用来直接检测温度，或直接检测热电偶的冷结，如图9所示。
图9.典型热电偶设置。
每一个PT100器材都供给不同的导线，选用最受欢迎的高性价比三线式装备。
丈量温度并消除引线差错的传统办法如图10所示。本例中，集成PGA的Σ-Δ型ADCAD7124-8的内部电流源以相同电流驱动双线式RTD，在两个引线上发生相同的失调差错，其值与引线电阻成正比。
因为 AD7174-8 具有较小的引线电阻和电流(为了最大程度削减自发热效应)，RL3发生的失调电压挨近负供电轨，极大地下降了阻性PGA中答应的最大增益，因为其输入共模比较容性PGA相同将会十分挨近供电轨，在内部将共模电压设为电源供电轨的一半，答应更高的增益装备，然后进步总动态规模。
主张的处理计划极大下降了体系和硬件衔接的杂乱性，因为第三条线缆不该回来至ADC PCB，并可衔接RTD方位邻近的地。
图10.三线式RTD丈量。
为了添加温度丈量的精度，主张选用四线式丈量。本例中，只运用了一个电流基准。为了防止电流源的不精确性，能够将精细电阻用作ADC基准电压发生器来进行份额丈量，如图11所示。
图11 .份额四线式RTD丈量。
挑选恰当的外部精细电阻值，使RTD上发生的最大电压等于基准电压除以PGA增益。
关于3.3 V电源而言，在阻性PGA中，精细电阻上发生的电压应为1.65 V左右，不然PGA共模电压将约束最大增益。其结果是，最大增益信号应等于1.65V。在容性PGA中，不存在输入共模的约束，因而RTD共模信号能够挨近顶部供电轨放置，最大程度进步了精细电阻生成的ADC基准电压，并因而完成最高的可选增益和动态规模。
表2总结了阻性PGA相关于容性PGA的最大增益，最大电流源为500μA，约束了Pt100的自发热(假定B类RTD，此刻最高温度为600°C，最大VREF为2.5 V)。
表2. 四线式RTD份额丈量中的阻性和容性PGA比照
定论
比较阻性PGA，容性PGA具有多项重要优势。比如噪声、共模按捺、失调、增益差错以及温度漂移等要害规范都因为电容作为增益元件的固有温度稳定性以及匹配特点而得到了改进。
另一项重要特性是内部共模电压从扩大器内部共模电压中去耦。当待扩大的输入信号为挨近供电轨的共模电压时，这点尤为重要。阻性PGA的增益挑选严峻受限于其共模约束，或许要求更高的供电轨或外部元件将输入信号从头偏置到供电轨的一半。而容性PGA却能够轻松处理这种检测场景。
某些最新的Σ-Δ型ADC产品集成了容性PGA，比 如 AD7190, AD7124-4, AD7124-8, and AD7779.
作者
Miguel Usach Merino获瓦伦西亚大学电子工程学位。2008年参加ADI公司，任爱尔兰利默里克精细DAC部的运用工程师。
Gerard Mora-Puchalt于2005年取得瓦伦西亚理工大学电信工程硕士学位。他于2005年在ADI公司DAC运用部分完成了结业规划，并于2006年结业后参加了ADI公司的温度传感器规划评价团队。他于2007年调往精细转换器部分，自此之后便担任模仿规划工程师，作业地点在西班牙瓦伦西亚。
