1、 引 言
D类（数字音频功率）功率放大器由于功率转化功率高、散热量低的长处成为样的现在研讨的热门，并且有望在几年内会代替现在干流的AB类功放成为音频功率放大器范畴的干流产品。尽管D类功率放大器有很大的潜力，但还存在不同于传统功率放大器的缺陷——非线性失真，这种非线性失真是阻挠D类功放现在遍及运用的首要妨碍之一。形成D类功率放大器非线性失真的原因许多，例如：一般设置死区时刻来避免上下功率晶体管一起处于导通状况，由此会带来非线性失真；功放管的导通时刻和体二极管恢复时刻的有限形成的非线性失真；输出滤波电感与电容的非线性和电源的动摇发生的非线性失真等。其间，功放管形成的非线性失真是D类功放噪声的首要部分。要规划一个高保真的D类功率放大器，就要极力把这些非线性失真减到最小，这就需求选用一些新的技能手段来战胜非线性失真的缺陷。
为了减小非线性失真，与传统PwM操控的D类功放和没有带反应的1-bit∑-△调制器操控的D类功放不同，呈现了带反应的1-bit∑-△调制器的D类功率放大器。本文在这种带反应的1-bit∑-△调制器结构的基础上，规划一种低非线性失真拓扑的7阶1-bit∑-△调制器，并经过计算机仿真软件来仿真和验证的所规划的体系结构。
2、 依据1-bit∑-△调制器的带反应的D类功放体系结构
传统D类功率放大器的首要原理是一种将输入模仿音频信号或PCM数字信息变换成PWM（脉冲宽度调制）或PDM（脉冲密度调制）的脉冲信号，然后用PWM或PDM的脉冲信号去操控大功率开关器材通或断的音频功率放大器。尽管这种操控办法输入安稳规模大，但如导言所述，会发生许多的非线性失真，并且功放管输出端存在许多调制信号的谐波，这些谐波会发生有害的电磁辐射。
为了战胜这些缺陷，文献［3，4］在依据1-bit∑-△调制器的D类功放中做了改善，提出依据1-bit∑-△调制器的带反应的D类功放，其体系结构见图1。如在图中量化器输出端反应（见图中虚线）就构成一个∑-△调制器，其作业原理是利用过采样技能削减信号频带里的量化噪声，再用噪声整形技能把信号频带里的量化噪声面向高频，然后把高频部分滤掉，然后进步信噪比。假如不在量化器的输出端反应（见图中虚线），而在功率管输出端反应（见图中实线），则能够利用过采样和噪声整形这两种技能一起削减信号频带规模内量化器的量化噪声和功率管带来的非线性失真噪声，得到全体信噪比的进步。文献［3，4］就依照这种思路，规划出依据1-bit∑-△调制器的带反应的D类功放，并得到实践流片的证明。值得提出的是依据输出信号起伏巨细来设置量化器的迟滞，能够有用按捺功率管输出的高频成分，许多削减有害的电磁辐射。关于这种结构的D类功放，难点是规划一个高安稳输入、高信噪比的∑-△调制器来完成高功率转化功率和高保真音质。
3、 新式7阶1-bit∑-△调制器结构与规划
在模仿输入的D类功放中，只能挑选单级1-bit∑-△调制器作为操控器，不能挑选多位或级联结构。这儿重新的视点阐释单级1-bit∑-△调制器的作业原理和规划思路。低通单级1-bit∑-△调制器能够分红2个部分：一部分是由L0和L1构成的线性环路滤波器，一部分是量化器，见图2。U是模仿信号输入；Y是环路滤波器的输出，也是量化器的输入；E是量化器的量化噪声；V是调制器的输出并负反应到环路滤波器的输入。
由式（1）和（2）可知：在信号频率规模内，L1有必要很大，才能使NTF很小，也就减小了信号频率规模内的量化噪声；一起在信号频率规模内，L0有必要很大，这样能够抵消有必要很大的L1，以迫使NTF坚持不变，让信号不失真地经过；并且NTF和STF有相同的极点。进一步推知：L1和L0应该有相同的极点。可是他们的零点一般不同。其实，一般用积分器电路来完成L1和L0，确实完成了有相同极点的L1和L0。如一阶∑-△调制器：L0=1／（z+1）；L1=-1／（z+1），可得到STF=z-1，NTF=z-1-1，然后完成了一阶噪声整形。环路滤波器中级联积分器个数代表调制器的阶数（n），经过L1能够得到NTF。阶数越高，就能够得到更高阶的噪声整形，就越能下降信号频率规模内的量化噪声，完成更高的信噪比。1-bit调制器的阶数、过采样率和信噪比的详细数学联系在文献［6，7］里有详细的推导。
∑-△调制器的信噪比取决于NTF，所以规划调制器时，首要依据体系要求，挑选适宜的过采样率和阶数，结构L1，再由式（1）得到NTF。为使信噪比最大，对NTF极点的方位要求很严苛，其方位要使得NTF分母的模在信号频率规模内很大（为下降信号频率规模的量化噪声），并且尽可能坚持不变（为不影响信号频率规模里的信号）。可是，关于单级高阶∑-△调制器，规划这样的NTF使信噪比最大的一起，也使得最大安稳输入值减小。NTF的零点一般都坐落z=1，可是NTF零点悉数都在z=1时，没有让调制器的信噪比到达最大。在过采样率和阶数都确认的条件下，特别关于单级高阶∑-△调制器的规划，需求优化NTF的零点，让调制器的信噪比进一步得到进步，即在电路内部引入负反应，让NTF的部分零点违背1。确认了NTF，接下来规划STF，为简化规划，一般让STF在信号频率规模内挨近1，完成输入信号的无失真传输。经过上述剖析看到：规划∑-△调制器，也便是规划规划L0和L1使得NTF和STF满意体系对信噪比的要求。
∑-△调制器运用在D类功放中，由于输出功率管的电磁辐射和功率管寄生电容耗费的能量随过采样频率的增大而增大，所以不能取很高的过采样频率。本文取过采样值128，对频率规模20 Hz～21 kHz的音频信号，即过采样频率是5.6 MHz。
高保真音频功率放大器都要求信噪比到达100 dB以上。在采样频率确认的条件下，要完成100 dB以上的信噪比，又有必要运用单级1-bit的∑-△调制器，就要挑选高阶调制器。采样率为128的4阶的调制器，如前面所述，假如严格要求NTF的极点坐落对信噪比的影响最小的方位，能够很简单完成100 dB以上的信噪比，可是按这种的思路规划，若输入值超越0.7（归一化），调制器就变的不安稳。用在D类功放中，最大功率转化功率是70％，显着这样的规划不可取，没有充分体现D类功放的高功率转化功率的长处。可是在NTF和阶数之间做折衷，对NTF极点方位的要求不像前面所述的那样严苛，最大安稳输入值就会变大。尽管这样的NTF下降了信噪比，可是选用高阶，比方6阶或7阶，来进步信噪比，最终全体信噪比也能到达100 dB以上，最大安稳输入值得到很大程度的进步。本文选用这种思路，经过仿真，选用过采样率为128的7阶调制器。其拓扑结构见图3，其间第2、第4、第6积分器是选用没有推迟的积分器，其他的积分器选用一个周期推迟的积分器，意图为优化NTF零点便于实践电路的完成。与现在呈现的高阶调制器结构比较，这种结构有许多长处，更适用于依据1-bit∑-△调制器的带反应的D类功放。
能够看到：a1，a2，a3，a4，a5，a6，a7决议NTF的极点，STF是1。并且，
这样，信号没有经过环路滤波器，只要量化噪声（e）经过环路滤波器，削减了信号经过环路滤波器时引起的失真，也减轻了详细环路滤波器电路的规划难度，并且环路滤波器的参数随温度和工艺误差的改动不会影响信号。上面的推倒没有考虑c1，c2，…，c8和g1，g2，g3，见图3。为避免积分器输出饱满，实践c1，c2，…，c8和b1值都小于1，会在必定程度上减小信噪比。为NTF零点优化，g1，g2，g3完成内部负反应，能够进步信噪比。
经过Simulink的仿真，能够合理确认这些参数。
本文规划的NTF零极点见图4。调制器的信噪比到达130 dB以上，最大安稳输入值到达0.9（被参阅电压归一化），并且最终确认的一切参数值都很合理，便于集成电路的完成，调制器的仿真成果见图5（a），其仿真输入信号是频率700 Hz，幅值0.8的正弦波。
4、 成果仿真和验证
图3给出整个D类功放的Simulink仿真模型，其间实践功率管的噪声用功率管噪声模型表明。噪声可分为2部分：一部分是随机噪身；一部分是输入信号的非线性失真。在仿真时选用高斯分布信号代替随机噪声，噪声底部是-65 dB；非线性失真用二次谐波表明（疏忽更高次谐波），该谐波的幅直为-30 dB，把两部分噪声信号加起来的频谱参见图5（b）（实践功率管带来的噪声一般不会大于本文模型里用的噪声）。很显着，若功率管这部分噪声不做任何处理，就会严重影响音质。若选用相似文献［4］处理该噪声的办法，选用图3的新式调制器拓扑结构，就愈加显着有用按捺了音频信号频带规模里的噪声，能够完成高保真的音质。图5（c）给出整体D类功放拓扑结构的仿真成果，其输入信号和仿真图5（a）相同，频率为700 Hz、幅值0.8的正弦波，并且用图3中的功率管模型噪声代替实践功率管噪声。经过比较图5（a），（b），（c），能够看到，尽管考虑实践功率管噪声而下降了信噪比5 dB，但∑-△调制器有用得调制了功率管带来的噪声，显着下降了D类功放的非线性失真，并且信噪比也大于文献［4］中成果。然后也验证了本文结构长处。
5、结语
本文介绍了基∑-△调制器带反应的D类功放，测验重新的视点研讨高阶1-bit∑-△调制器的作业进程和规划思路，经过详细规划仿真，完成一个低非线性失真、信噪比可到达130 dB以上的7阶1-bit∑-△调制器。该调制器与现在呈现的高阶∑-△调制器比较，有许多长处，用在基∑-△调制器带反应的D类功放中，使功放到达高功率转化功率、高保真的要求。
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