4.3要害模仿电路规划
4.3.1偏置电路及基准源 电路电池办理芯片中，偏置电路规划是整个体系规划的根底和要害，详细能够分为电流偏置和电压偏置电路，并且这两者相互之间能够转化。偏置电路的功用是用来 给其它的电路模块供给安稳的电压或电流，也被称为基准电流或基准电压，所以其安稳性对整个电路的功用有较大影响。
1规划考虑
电池办理芯片对偏置电路的目标要求有必定的特殊性。总的说来，不管是电压基准仍是电流基准都要求其输出特性安稳，包含低的电源电压相关性（即高
PSRR）、低温度系数，杰出的负载特性，低的电流耗费（最好在1uA以内）及工艺无关性。其间，输出对电源电压的相关性是能够用输出敏感度来表征
式中，Y标明输出的电压或电流。而温度系数反映了输出值随温度的改动量，一般界说如下：
关于高功用偏置电路来讲，抱负偏置电路所供给的电压或电流与电源电压、温度和工艺等要素是无关的。但在实践的电路中，这些不或许一起完结。只能经过电路结构原理上的改进及优化规划，地图布图、工艺的改进等方面更进一步进步偏置电路输出电压或电流的安稳性。
应 该指出，在偏置电路的一切规划目标中，输出与电源电压相关性或许PSRR是一个要害的规划目标。假设PSRR特性退化，必定构成抗噪声才能削弱。特别对数 模混合体系，数字部分的很多噪声搅扰，经过衬底和电源耦合等各种途径，影响到模仿信号的质量。PSRR是抗电源噪声耦合的重要目标，杰出的PSRR特性可 以确保，在规则的规模内，不管电源怎么改动，电路输出的改动可操控在规则规模内，即近似以为不变。下面将从偏置电路的输出特性下手，剖析具有较高电源电压 按捺比的低功耗偏置电路的原理、规划及完结。
2依据UT的亚阈值自偏置电路
在一般的电流偏置结构中，输入电流I IN由电源电压和电阻决议，即I IN对电源电压的灵敏度很高。为了使发生的偏置电流I OUT对电源电压具有较低的灵敏度，能够运用一些与电源电压相关度不高的电压来发生偏置电流。常用的电压有VBE、VTH、VGS、UT、齐纳二极管的反向击穿电压等，这些电压随电源的改动较小，运用这些电压能够极大改进输出电流对电源电压的灵敏度。假设对依据VBE和VTH的电流源加以改进，构成自偏置结构，可进一步减小输出电流对电源电压的灵敏度。
自偏置结构的根本思维是使IIN不再依据电源电压和电阻，而是依据盯梢电流源自身的输出电流IOUT。其原理框图如图4.3.1所示：
图4.3.1中，两个变量IIN和IOUT的联系由电流源和电流镜一起决议。从电流源的视点来看，输出电流和输入电流间的函数联系将随不同的电流源而改动；从电流镜的视点来看，假设电流镜为单位增益，则输入电流与输出电流坚持持平。
即输出电流和输入电流互为改动的基准。整个电路的作业点坐落电流源和电流镜输出特性的交叉点。
相 对而言，依据热电压U T的自偏置结构的温度系数较小。U T的发生有两种办法：一是能够运用两个PN结的差值来取得，二是能够运用MOS管作业在亚阈值区时具有相似PN结的I－V特性来发生。第二种计划中，因为 MOS管作业在亚阈值区，可使得电路的功耗变得很小，在低功耗规划中很有竞争力。图4.3.2给出了MOS作业在亚阈值区的自偏置结构：
图中，N1、N2和R组成Peaking电流镜，其长处是能够方便地得到电流为几μA甚至是nA级的电流；P1和P2则组成根本电流镜。
在该电路中，假定I IN很小，则R上的压降也较小，N1作业在饱满区。依据KVL知：
其间，
实践上，假设输入电流IIN很小，则VOVN1﹤2nUT时，依据运用的工艺模型求得k≈100μA/V2,若取W/L=10，则只需电流小于5μA，N1就作业在亚阈值区。
依据式（4.3.4），VOVN2﹤VOVN1时，所以N1和N2均作业于亚阈值区，当满意VDS﹤4UT,有ID=(W/L)LESexp[VGS/(nUT)]依据电路原理图可求出输出电流IOUT：有依据电路原理图可求出输出电流IOUT：
式中，S标明各管的W/L比， IES是一个与工艺有关的参数，可标明为IES =μCOXnUT2exp[（-VT0-nUT）/ nUT].假定由P1和P2组成电流增益为1的电流镜，当电路安稳时，其作业电流可经过上式求得：
从上式能够看出输出电流与VDD无关，但在实践电路中，因为存在沟道长度调制效应，IIN和IOUT随VDD的添加而缓慢添加，且IOUT/IIN的比值也稍有改动。
再求输出电流的温度系数，将式（4.3.7）两头别离对T求导，有
从式（4.3.8）能够看出，因为UT具有正的温度系数，约0.086mV/℃，电阻也具有正的温度系数，所以能够相互抵消一部分。和依据VBE和VTH的自偏置电路比较，依据UT的自偏置电路的温度系数显着较低。
3无电阻的亚阈值电流偏置电路
由式（4.3.7）能够核算出，要下降偏置电路的耗费，将M1和M2偏置nA级电流作业，则需求进步电阻R的值。依据MOS在线性区的作业特性，能够用MOS来替代电阻，依据这种主意能够完结无电阻的MOS亚阈值自偏置结构，电路图见4.3.3.
由图4.3.3可知，假设支路电流较小，则N 1和N2作业在亚阈值区，N4作业在线性区，其间P1和P2构成份额电流镜。图中能够得到
若P1和P2为等份额电流镜，则有SP1=SP2。上式可化简为：
一般，取（SN1 /SN2）﹤19，所以VDSN4为100mA左右，只需确保VGSN4〉VTH+80mA,则N4即可作业在线性区，作为电阻来运用。为了确保电流精度，规划时应确保P1~P5及N3、N6、N7作业于饱满区，而作业区域的设定首要依托W/L的调理来完结。
其间
式(4.3.14)能够看出，输出电流与热电压 UT的平方成正比，而与电源电压无关，然后能够到达恒流的意图。
4电流求和型的亚阈值电压基准源
前面所提出的电压或电流源能够确保与电源电压根本无关，可是，式（4.3.14）
可 以看出，输出的温度安稳性不行。因而，基准源的规划首要是在电路结构上采纳补偿技能以抵消温度特性，即运用各具有正温度系数和负温系数的电压量，配以恰当 的权重系数，取得零温度系数的安稳输出。典型结构的带隙基准源能够归为电压求和型，输出电压V REF =V BE +KU T，其间，K是调理温度系数的权重系数，输出根本是固定值1.26V.其间，选用运放结构的带隙基准源功用较优，但一起有大的失调电压和较高的功耗；即便 不考虑运放对最低作业电压的影响，其最低的电源电压也仅在1.5V左右。因为在电池办理芯片中，电压基准源是集成是体系内部的。在确保必定功用的前提下， 功耗、作业电压甚至芯片的面积都是规划的重要目标，因而能够选用无运放的简略补偿电路结构。而选用电流求和形式[106-109]的带隙基准源能够战胜利 用电压求和的低电压场合作业局限性，其根本原理图如图4.3.4所示。
从图4.3.4中能够得到：
可 见，这种基准源的形式是先得到电流值（括号内的两项）：一路和U T相关，并具有正温度系数（Proportional To Absolute Temperature， PTAT）的电流，另一路是和V BE相关的，并具有负温度系数（Inversely Proportional To Absolute Temperature，IPTAT）的电流，再经过从电阻上取压降来取得基准输出电压，所以这种形式一般被称为电流形式基准源。式（4.3.15）可 知，当R=R 1时，和电压求和形式彻底等价；取不同的R值，就能够得到不同的电压值，输出较电压求和形式的灵敏；只需确保R和R1选用相同类型的电阻，即温度系数也相同，就不会对输出基准电压的温度系数发生影响。
根 据剖析可知，因为选用电流求和形式既能够运用带隙基准源的原理发生高功用的输出成果，又能够得到调理规模较大的输出电压，比电压求和形式有显着的优势。此 外，电流求和形式更有利于在较低的电源电压下作业。电路规划的难点在于，怎么发生I PTAT以及怎么运用I IPTAT，一起各支路电流应尽或许减小以下降电路功耗。为了能运用P阱CMOS工艺完结，本文规划了一种电流求和型的电压基准源，电路结构见图 4.3.5 。
从图中能够看出，电路能够分为三个首要部分：PTAT电流发生电路、IPTAT电流发生电路和电流求和电路。此外，为了使电路在加上电源电压后能正常作业，还规划了发动支路。
PTAT 电流发生电路选用了自偏置结构，其原因如下：依据前面的剖析，依据U T的亚阈值自偏置电路，具有较高的电源电压按捺比，一起，假设不考虑电阻的温度系数，则输出电流将和U T相同，具有正温度系数。电路由R1、P3、P4、N3和N4组成。经过挑选适宜的R1值来使N3和N4作业在亚阈值区；为确保电流精度，P3和P4需工 作在饱满区。核算进程和前面相似，当SP3 =SP4时，则输出电流
式（4.3.16）能够看出，不考虑电阻R1的温度系数，电流IP4与热电压UT成线性联系，相同具有正温度系数。
在P阱CMOS工艺中，怎么运用发生IPTAT电流，最终完结相关于地而非电源电压的基准电压是一个规划难点。CMOS工艺中寄生NPN示意图见图4.3.6.图中可知，和N阱工艺不同，P阱工艺中输出的V BE是相关于V DD的压降。
因而，图4.3.5中的IPTAT电流由Q0、R0、P1、P2、N1和N2发生。其间N1、N2组成的电流镜和由P1、P2组成的电流镜叠加后，构成一个反应回路，确保A点和B点电位持平。流过R0的电流则为
不考虑电阻R0的温度系数，则此电流具有与VBE相关的负温度系数，而与电源电压无关。
图4.3.5中的电流求和电路由N5、N2、P5、P4、P6、P7电流镜以及求和电阻R2构成，所输出的基准电压V REF可标明为
从（4.3.18）式能够看出，经过调整电路中P4～P7、N2～N5的K值、R0以及R1值，理论上能够完结在R2上输出具有零温度系数的基准电压VREF。恰当调整R2值，能够使输出基准可调；或许运用电阻分压结构，能够输出不同的基准电压，因而电路输出比较灵敏。此外，电路中电阻值和器材参数均取比值，能最大程度地防止工艺漂移引起的输出改动。
（4.3.18） 式还标明，要尽或许下降两部分电流发生电路的功耗，使电路的电流有用地耗费在求和电阻上，这既能够下降电路总功耗，又能够在电路输出必定基准电压时减小求 和电阻值，节约芯片面积。在IPTAT电流发生电路中，能够经过进步R0阻值，一起下降流过Q0的电流来下降电流耗费；在PTAT电流发生电路，N3和 N4正确作业在亚阈值区则确保了极低的耗费电流。
图4.3.5中的电流发生电路均有两个平衡作业点，即零点和正常作业点。因而，都需求一个发动电路，使电路能在上电的进程中脱离零点而安稳作业；从电路功耗考虑，发动电路在电路进入正常作业后应断开，没有电流耗费。
以 PTAT电流发生电路为例，规划时从P4的漏极参加了RC电路，构成自偏置电路的发动电路。上电的进程中，即当有一个阶跃型电压加到电路的瞬间，C1近似 为短路，R3和C1给P4供给了从电源到地的直流通路，经过3～5个RC时刻常数后，C1中电流降为零，而此刻P4也进入了安稳作业状况，电路完结发动。 相同，IPTAT电流发生电路中参加了发动电容C0以使电路在上电后能进入正常作业状况
5取样电路
假设从输出与电源电压的相 关性视点，电阻分压型偏置电路的相关度为100%，显着不适合充任需求有安稳电流或电压输出的偏置电路。可是，这也从另一方面阐明，电阻分压电路输出能很 好地跟从电源电压的改动，能够充任电池办理芯片中的另一个重要电路—取样电路。这是由电阻I-V特性是典型的线性所决议的。图4.3.7是体系所用的两个 分压电路，别离对过充电压、过放电压进行采样。
图中的操控信号均由数字模块发生。POWERDB是电路进入Power Down形式的操控信号，PM_OCB和PM_ODB则是依据负载特性对取样形式进行挑选的信号，而CTR_OD_REFB和CTR_OC_REFB经过 调理分压电阻比，来完结过充和过放的迟滞开释功用。
和有源电阻分压电路比较，图7.3.7所示的电路有线性好，分压比可调，不受作业电压巨细约束的长处，更重要的是，运用电阻分压，既能够尽或许地防止了工艺漂移引起的输出信号改动，又能够合作较老练的Trimming技能来有用操控输出信号的精度。
4.3.2比较器电路
比 较器是电池办理芯片中较常见也较重要的模仿电路模块之一。其间，过充比较器更是较为要害的模块，不只要求它具有较高的检测精度和较强的抗搅扰才能，一起还 要求它耗费电流较小，规划难度较大。以下对具有代表性的过充比较器电路进行剖析规划。图4.3.8为过充电检测比较器的结构图。
图 4.3.8中，电路的比较功用首要由前两级完结，功用完结并不困难，但需求侧重从影响功用各个要素考虑规划该电路。输入级中，差分对选用PMOS管，首要 依据电路噪声和电源电压按捺比的考虑。一方面，因为电路作业于低频条件下，此刻1/f噪声是器材重要的噪声源。PMOS管的1/f噪声比NMOS小，为了 减小输入噪声，选用PMOS管作为差分输入管，除瞬间搅扰，过充电开释检测的延时能够短一些。这样，过充电开释的延时直接在过充电比较器中对电容充电实 现。另一方面，P差分对输入的电源电压按捺比高于N差分对输入，这是因为输出管N3不是将电源电压的改动直接馈通至输出端，而是运用电流源P3的阻隔，使 输出端受电源电压的影响减小。
比较器耗费电流能够从两个方面考虑，一是减小偏置电流，将P0、P3、N4和P6偏置在亚阈值区。二是在过 放电状况下，用Power Down状况信号POWERD、POWERDB将整个电路关断，前三级用偏置电路关断，P4用于关断从V DD、P5和N5组成的通路，P8和P9确保比较器在Power Down状况和功耗办理状况下输出正确的信号。
由失谐和1/f噪声剖析可知，增大输入级管的栅面积能够减小失谐和1/f噪声。
归纳考虑失谐和噪声功用，偏置电流取10nA时，P管和N管都能偏置在亚阈值区，再与偏置电路供给的信号相合作，能够确认P0的宽长比。在静态状况下，要求比较器输入级彻底对称：
因为N1与N2中电流持平，且N1的栅极和漏极相连，依据平衡条件，N2的漏极电压应根本上等于N1的栅极电压，则
由（4.3.19）式和（4.3.20）式能够确认P3、N3的尺度。至此，过充比较器的前两级已规划完结。还需验证比较器是否满意分辨率要求，规划过充比较器的检测精度为±25mV，进步分辨率的办法是进步比较器的增益，前两级的增益公式为
在亚阈值区的增益比强反型大，一般能满意要求。
后两级参数的挑选首要依据COMP_OC的上跳变延时T RISE确认。依据对体系的剖析，过充电维护开释检测精度相对低一些，规划其延时为0.4ms ~0.8ms.显着TRISE首要经过恒流IN4对%&&&&&%C1放电发生的延时Δt和前两级的延时决议。
4.3.3其它重要功用电路
1过流短路维护电路
负载短路检测电路如图4.3.9所示，当电池在放电进程中呈现负载短路时，维护电路VM端的电位就会大于或等于特定的值VSHORT。短路维护电路的首要效果是当VM≥VSHORT时， 经过两级反相扩大，使OUT_LSB输出由低电平变为高电平，立行将外接开关管FET1关断，完结短路维护功用。OUT_LS信号操控电路的Power Down状况，当呈现短路维护状况时，OUT_LS由高电平变为低电平，此刻若过放比较器输出COMP_OD由高电平跳变到低电平（即呈现过放状况），再 经过过放延时后，维护电路进入Power Down状况。
电路的作业原理非常简略，它经过两级反相器来完结信号翻转，反相器及其转化阈值V MID的界说如图4.3.10.因而有
式（4.3.21）可知，添加PMOS的宽长比或减小NMOS的宽长比能够使VMID别离向VDD与GND方向移动。因而，为了到达短路维护的规划要求，可调理宽长比来调整V MID，一起为了约束信号翻转时的电流，可在两MOS管之间加上电阻，调理电阻相同可调整VMID。本电路的功用首要由榜首级反相器完结，第二级反相器用于改进波型。
2非正常充电电流检测电路
非正常充电电流检测比较器的首要功用是检测充电进程中的过流现象；别的，能够用此电路完结充电器检测功用，即在过放电状况下连接上充电器，假设VM电压低于充电检测电压VCHA，则解除过放电迟滞。因而，上述两个功用都可归结为检测负电压。
负电压的检测不同于正电压的检测，为了简化规划，在过零比较器的根底上引进升压电路，如图4.3.11（a）所示，当VM≥VCHA时，使得VN≥0，这样就避开了负的基准电压源的规划。
为 了降低功耗，能够选用CMOS电路来完结上述的负压比较器，如图4.3.11（b）所示。PMOS管P1和NMOS管N2的栅极都接地。当N1的栅源电压 小于它的阈值电压时，N1截止，而P1一直导通，VN端电位因为大于A1比较器同相输入端的GND电位，而使输出OUT_CDCB为低电平。跟着VM端电 位向负方向的增大，N1逐步导通，最终使得VN端电位变负，输出OUT_CDCB由此变为高电平。
图4.3.11中V N =0时的输入电压即为检测电压V CHA，此刻P1和N1处于饱满状况，并且下列联系式建立
由（4.3.24）式可知，本电路中检测电压|VCHA|的取值只能大于N1的阈值电压，改动P1和N1的宽长比可改动检测电压VCHA。当N1未导通时，电路耗费的电流较小；当N1导通时，就会有电源到地的通路，为了减小耗费的电流，一般取P1的宽长比小于1. 3零伏充电按捺电路零伏电池按捺电路意图是在电池电压低于必定值（V0INH）时，使CO端输出有用的低电平，制止充电器对电池进行充电。而电平转化电路的功用也是要使CO端输出有用的低电平，以操控驱动片外的充电操控功率管FET2，因而两种功用可组合在同一电路中完结。如图4.3.12为零伏电池按捺电路检测结构图。
电平转化功用首要由P1、P2、N1、N2、R1和R2组成的电路完结；零伏按捺功用首要由P3、N3和R3完结；P4、P5、N4、N5和R4组成的与非门在电平转化功用和零伏按捺功用之间进行挑选。
以 R3为例，剖析电路中电阻的效果：当电池电压V DD很低时，接上电的瞬间，VM为一个绝对值很大的负值，N4管很简单导通，但假设此刻V DD还没有低到使P3管封闭时，就会在VDD端到VM之间发生直流通路，构成大电流，为了防止这种状况呈现，在P管和N管之间参加电阻，从电阻的上端输出 信号。
因为P3、N3的栅极接地，呈现两管一起导通的或许性最大，时刻最长，R3就应取稍大些。
电路需求将逻辑低电平转化为与VM相同的电位。而VM的电位有或许很负，在电路转化瞬间，VDD端和VM之间的高电压很简单将一般的MOS管击穿。依据此，本电路的一切管子都选用高压非对称管。
4.3小结
本章的内容是上章的体系剖析规划根底上，挑选恰当工艺后的详细电路完结。
首要剖析了电池办理芯片所适用的低功耗混合信号规划流程，探讨了所触及的规划东西，并指出在电路完结层次，模仿电路和数字电路模块能够别离规划验证，并为下一章的地图完结和后模仿验证供给了正确的规划思路。
数字模块规划中，剖析了体系的有限状况机模型，一起在上一章所提出的功耗办理模型根底上，规划了延时模块和逻辑操控模块，不只能完结体系所需求的根本功用，并且能及时检测负载性质和状况，由数字电路内部输出相应的功耗办理信号。
模 拟电路模块规划时，首要对电池办理芯片中可通用的根底电路进行了要点剖析规划。选用线性电路完结了电源电压取样；从下降数模电路的电源耦合噪声、下降电流 耗费动身，提出了依据热电压U T的亚阈值自偏置电路的规划思维；在此根底上，为了进一步进步所用工艺完结的或许性，别离规划了无电阻电流偏置电路和电流求和型电压基准源电路。接着，详 细介绍了模块中检测精度要求最为严厉过充比较器，对其它的比较器电路有必定的实践指导效果。最终，对芯片中的要害功用模块给出了完好的规划计划。
本章也是下一章中芯片验证及完结的根底。
