全桥是一种由四个三极管或着MOS管组成的振动，与全桥电路比较，半桥在进行电路的振动转化时会很简单发生搅扰，简单使波形变坏。全桥尽管成本低，简单构成，可是相对的电路规划就较为杂乱。在电子电力规划傍边，全桥常常作为开关电源的调配呈现，这两种高功率低成本规划的结合，极大的推动了现在电源规划范畴的前进。本篇文章将为咱们介绍一种12V1000W的全桥开关电源中变压器仿真规划。
以12V1000W全桥为例，介绍一下首要规划参数：
输入电压为前级PFC输出的直流母线，最低波谷电压为350VDC;
输出电压12VDC，输出功率1000W;
PWM频率 F=100KHz，即PWM周期10us;
最大占空4.5us，即最小死区500ns;
图1
仿真电路如图1所示。其间变压器先选用3绕组线性模型，开端设置的参数如图2所示：
图2
第一步：调整变压器及电路开端参数，将变压器耦合系数 k12=k13=k23=1(紧耦合，无漏感)。仿真调整副边电感 l2、l3，使输出为12V，得到 l2、l3=1.6uH。
调查变压器原边电流：
图4
在图4中，电流表现出殷实且接连的特性，这就阐明可以对原边电感进行削减。调查输出储能电感L1电流波形。纹波很小，阐明L1还可以减小。坚持输出12V，调整变压器电感，直到原边电感挨近临界形式，调整L1电感，直到电流纹波系数大致为30%。
最终得到变压器l1=400uH、 l2、l3=640nH，L1=180nH。
校验一下各部电压应力，并没有呈现超压的状况，最终校验一下死区。
图5
假如远无直通或许，电流也是接连的，那么就意味着正常，可以开端下一阶段的规划。
第二步：调整吸收参数
将变压器耦合系数设定为 k=0.995，对应1%典型漏感。调整副边吸收RC，直到满意二极管反压要求。得到C=15nF、R=2.2Ω为最佳，二极管反压<32.3V，吸收功率3.54W。
图6
改动变压器耦合系数：
图7
这就意味着，只需漏感<2%，二极管反压即可<35V。接下来检测原边开关管电压没有尖峰。收集变压器副边电流、原边电流、电感L1电流波形参数：
图8
即：副边峰值电流 Ism=97A，均匀电流 Isa=41.8A;原边峰值电流 Ipm=5.84A，有用电流 Ipr=3.56A;储能电感峰值电流 I1m=97A，均匀电流 I1a=83.6A。
第三步：变压器仿真
图9
将上阶段仿真的线性变压器B1复制到电桥电路中。再放一个三绕组非线性变压器B2，到电桥的另一臂，大致估量一个磁芯类型，比方EE42，设置好B2的磁芯参数。一切绕组电阻设为最小(1p)，每个绕组坚持一端接地。如图9所示。
选用一个与电路PWM同频率(这儿是100KHz)的正弦电压源驱动这个电桥。先仿副边绕组，调整鼓励源电压(105V)或许分流电阻(1Ω)，使B1的副边电流到达峰值电流 Ism=97A 。
图10
调整B2副边绕组匝数，使电桥平衡。这儿，即便B2副边绕组只要1匝 ，电桥依然不能平衡，可以挑选的是选用半匝结构、或许添加气隙。调整气隙到0.5mm，电桥平衡。且B2波形无畸变，阐明磁芯够大。添加鼓励电流，直到波形畸变。临界值170A，抗饱满安全系数=170/97=175%。
安全系数很大，阐明磁芯偏大，可考虑削减一号磁芯。改用EE42/21/15磁芯，磁芯重复上述仿真，得到：副边绕组匝数n2=n3=1，答应最大气隙0.345mm，抗饱满安全系数 130%。
评价：
匝数，匝数不是接连散布，只能是1、2。等自然数，特定状况半匝是或许的。规划中一般总期望用最少的匝数到达拓扑需求，以便取得最少的铜损。通过仿真，半匝不能满意要求，有必要最少是1匝。
气隙，气隙是客观存在的，即便磨成镜面的磁芯，依然有um数量级的气隙存在，这儿的345um是最大答应值，恰当的气隙冗余量(这儿是0~0.345mm)可确保规划出产时的装置容差。气隙超出最大答应值意味着拓扑将退出电流接连形式。
抗饱满安全系数，惯例规划办法不能清晰得出这个参数，因而这个参数需求工程进一步验证。假如这个参数可以用完，那咱们还可以再削减一号磁芯。
原边：
全桥改换电压传输是比例联系，依据 “感量比等于匝比的平方” 的联系，对应400uH:640nH的感量比，可以算出匝比为25：1。即：原边25匝。原边仿真的使命是确认在不同气隙状态下变压器的绕组电感量。
图11
将电桥改接到原边，设置低频(50Hz)小电流(1V1KΩ)鼓励，使电桥阻抗远大于感抗。坚持气隙345um，调整B2原边匝数，使电桥平衡。得到原边匝数25匝，与核算符合。
表1
将B2气隙设置为0，调整B1原边电感，使电桥平衡，得到变压器原边最大电感Lpm=3.7mH。以及对应副边电感5.5uH。不同的气隙宽度对应不同的电感量，如表1所示。其间，漏感是按1%典型值核算的，原边副边各自0.5%。单位为uH。
第四步：变压器规划
变压器规划的使命是确认变压器绕组结构。EE42/21/15磁芯的窗口面积是 278mm2，十分殷实。可添加导流截面以削减铜损。拟定载流密度3A/mm2。原边电流3.56A，需求截面 A=3.56/3*25=30mm，副边电流41.8A*2，需求截面差不多，A=41.8/3*2=28mm2。
两项算计，窗口利用系数不到21%，现已很单薄了。呈现这种状况一般需求从头选磁芯(比方用两只小磁芯叠绕)，别的一种挑选是将副边绕组定为2匝(假如有其他理由的话)。
依据以上数据可核算出绕组大致电阻：原边25mΩ，副边0.1mΩ。
储能电感规划：
表2
第五步：联合仿真
将上述非线性变压器B2和电感置于联合仿真电路中。先依照气隙为345um的数据设置漏感，调整占空，使输出为12V，查看各部波形无误，电流接连，纹波合理，功率92.8%。
图12
再将气隙设置为0，漏感也对应调整。可是此刻会呈现两个问题。一是副边二极管反压超支，从头调整RC吸收参数，R1改为6.2Ω即到达最佳合作，反压<35V。二是输出电压偏低，加占空无果。为添加输出电压，将原边匝数削减1匝，即24匝。这样一来就处理了。
但是，实践使用中，气隙宽度既不会等于0，也不应该超越最大答应值，而是有一个比较适中的散布，这个值首要与工艺有关，是个核算数值。假定这个宽度为0.1mm，仿这个状况。副边二极管反压又超支，需求调整吸收参数。
因为气隙宽度(实践上是漏感相对值)明显影响二极管反压，为给装置工艺差错引起的反压改变留够余量，加大C2到22nF，并在此基础上求得最佳合作为R=3.3Ω，二极管反压<32.7V。
图13
最终规划出的电路图应该像图13相同。
各部波形：
图15
分别为：
输入电流波形：均匀值3.115A，纹波成分1.406A。
上管电压波形：峰值350.7V。
上管电流波形：均匀值1.56A，峰值4.81A。
上管损耗波形：5.41W，偏大。
下管电压波形。
下管电流波形。
变压器原边电流波形：有用值3.45A，峰值4.68A。
变压器副边电流波形：均匀值41.67A，峰值95.1A。
副边二极管电压波形：峰值32.64V。
副边二极管电流波形：均匀值41.67A，峰值95.25A。
储能电感电流波形：均匀值83.34A，纹波峰峰值24.76A。
输出电压波形：均匀值12.01V，纹波峰峰值7.27mV(未计入ESR影响)。
本篇文章首要介绍了全桥开关电源中的变压器仿真规划，对其间的每一个过程都进行了详细的解说，并供给了较为详细的参数进行核算举例，期望咱们在阅读过本篇文章之后，可以把握文章傍边所介绍的办法。
