在消费、医疗、轿车乃至工业范畴，越来越多的电子产品运用高速信号技能来进行数据和语音通讯、音频和成像运用。尽管这些运用类别处理的信号具有不同带宽，且相应运用不同的转化器架构，但比较候选ADC(模数转化器)及评价详细施行功用时，这些运用具有某些一起特性。详细而言，从事这些不同运用类别的规划师需求考虑许多常见的转化器沟通功用特征，这些特征或许决议体系的功用约束。
量化
一切ADC 接收在时刻和起伏上接连的输入信号，并输出量化的离散时刻样本。ADC 的两层功用(量化和采样)供给从模仿到数字信号域的有用转化，但每种功用对转化器沟通功用均有影响。
因为数字转化器用于剖析接连输入信号的代码数量有限，其输出会在锯齿波形上发生差错函数。锯齿边缘对应于ADC 的码字跃迁。
为了丈量量化差错的最佳状况下的噪声作用，假定将满量程正弦波输入完美数字转化器：
其间q 是LSB 的巨细，N 是位数。该波形的均方根起伏即为起伏除以2 的平方根。
均方根量化噪声为
均方根满量程信号与均方根量化噪声之比为ADC 供给了抱负SNR，可用分贝表明：
(公式1)
请记住，该公式给出的是N 位转化器的理论约束。实在量化器无法抵达这一功用水平，一起实在转化器还有其他噪声源，但这一数字能够作为判别候选ADC 的参阅。
采样
在采样器特性中，最为人了解的是在大于采样速率一半的频率(fs/2)下混叠信号能量的特性。这一半采样速率约束称为奈奎斯特频率，用于将频谱分割为巨细持平的区段，即奈奎斯特区。榜首奈奎斯特区规模从DC 至fs/2。第二奈奎斯特区占有fs/2 至fs 之间的频谱，依此类推。
实际中，采样器混叠一切奈奎斯特区上的信号。例如，频率fa下的基带信号镜像呈现为fs ± fa、2fs ± fa，依此类推(图1a)。相同，呈现在采样频率邻近的信号将向下混叠至榜首奈奎斯特区。该信号的镜像也将呈现在第三及第四奈奎斯特区内(图1b)。因而输入信号能量不在所需奈奎斯特区内的采样器在混叠作用下将发生该信号在所需奎斯特区内的镜像。
显现为fa(图1b)的带外信号能量不一定来自预期信号源。相反，该能量或许源自噪声源、带外搅扰源或选用预期输入信号作业的电路元件发生的失真积。当为您的运用决议必要的失真功用时，这是一项重要的考虑要素。
a的镜像)与采样频率fs 及其谐波(A)呈现偏移。频谱偏移等于±fa。呈现在采样速率邻近的信号、噪声和搅扰频谱向下混叠至基带(B)内。镜像也将呈现在较高奈奎斯特区内。>
图1：采样器导致基带信号fa的镜像)与采样频率fs 及其谐波(A)呈现偏移。频谱偏移等于±fa。呈现在采样速率邻近的信号、噪声和搅扰频谱向下混叠至基带(B)内。镜像也将呈现在较高奈奎斯特区内。
经过在信号链内采样器输入之前参加基带抗混叠滤波器，能够减小采样器可用的带外信号能量。尽管理论上能够仅在需求数字化的最高频率抵达两倍时采样，模仿域内不存在所谓的砖墙式滤波器，即零过渡带的滤波器。过采样，即在大于2fs 的频率下采样，为抗混叠滤波器过渡带供给一些频谱空间。
假如ADC 量化噪声与沟通输入信号无关，则噪声散布于榜首奈奎斯特区中。在这种状况下，过采样还会经过加宽奈奎斯特区削减有用量化噪声，然后在采样速率每次加倍时将SNR(信噪比)添加3 dB。这相当于具有固定通带的抗混叠滤波器。假如进行充分过采样，抗混叠滤波器可削弱带外信号成分，使其混叠镜像保持在本底噪声以下。
应留意，假如输入信号锁定在采样频率的整数约数处，量化噪声将不再表现为奈奎斯特区中的均匀能量散布。这种状况下，量化噪声将表现为关于信号谐波的群集。为此，在挑选采样速率时，应细心考虑运用信号的频谱特性。
SINAD 和ENOB
假如失真积和带外频谱成分混叠无法保持在本底噪声以下，则会构成SINAD(信号-噪声和失真比)。转化器在输入信号额外条件下将以dB 表明SINAD。转化器ENOB(有用位数)或许是ADC 最常说到的沟通标准，它便是以位而非dB表明的SINAD：
(公式2)
假如失真积和混叠信号能量保持在本底噪声以下，则SINAD= SNR。在此状况下，公式2 仅仅公式1 对N 求解的调整方法。更常见的状况是SINAD n(i)是来自起作用源的噪声，作用源处于由m 个不相关源组成的体系内。
起作用噪声源之一来自采样时钟边缘时序的不确认性，发生孔径颤动噪声。能够说，该噪声得出采样器正在针对移动方针捕捉沟通信号的现实。采样边缘时序的改变导致采样器捕捉起伏的核算散布，即噪声(图3)。信号频率越高，信号斜率或压摆率越大，因而边缘时序既定改变导致的起伏差错越大。这样，既定孔径颤动量的作用便取决于信号频率。
图3：孔径颤动(采样时刻上的不确认性)发生噪声起伏，因为颤动时刻内的信号压摆，该起伏取决于信号频率。
由孔径颤动引起的SNR 为
(公式3)
其间f 是信号频率，tj 是均方根孔径颤动。通常在挑选ADC时，问题在于方针运用在既定频率信号的SNR 要求下能够忍受的最大起伏颤动。收拾公式3 得出
(公式4)
请留意，除了转化器内的颤动源外，您的运用电路内也有颤动源。因而，电路完成的净功用与转化器挑选和规划其他方面(通常是时钟发生电路和电路板布局)的质量都有联系。
为了解颤动影响既定ENOB 最大信号频率的程度，可分别来看1 ps 和2 ps 颤动噪声远超其他功用约束参数的两个体系。收拾公式4，咱们能够针对既定颤动核算发生指定ENOB(或SNR)的最大信号频率。
表1. 比照颤动时刻相差两倍的体系
失真积
信号链内的非线性造成了许多失真积，通常是HD2(第二谐波失真)、HD3(第三谐波失真)、IMD2(二阶交调失真)和IMD3(三阶交调失真)。线性电路内的失真倾向于随信号挨近有源元件线性作业规模的极限而逐步添加。在代码空间忽然完毕的ADC 内则不是这样。
因而，重要的是输入跨度内有满足的规模包容您要进行低失真量化的预期输入起伏，特别是在处理杂乱宽带信号时。终究，挑选标称输入起伏是为了平衡信号跨度余量，防止约束优化SNR 的需求。
望文生义，谐波失真会发生数倍于信号频率的信号伪像。相比之下，交调失真源自包括两个或两个以上频率信号(现实上是任何杂乱波形)的信号处理非线性，然后发生输入频率之和或差。
在窄带运用中，严厉调谐的抗混叠滤波器可削弱某些谐波失真积，乃至IMD2 的加性重量(图4)。另一方面，呈现在2f2 – f1 和2f1 – f2 的IMD3 减性重量因为可呈现在信号频谱内而较为晦气。
图4：5 MHz 和6 MHz 双音输入信号说明晰HD2(10 MHz 和12 MHz 下)、HD3(15 MHz 和18 MHz 下)、IMD(1 MHz和11 MHz 下)和IMD3(4 MHz 和7 Mhz 下)。其间，IMD3 积因为挨近源信号，最难经过抗混叠滤波器削弱。
无杂散动态规模(SFDR)
SFDR(无杂散动态规模)衡量的仅仅相对于转化器满量程规模(dBFS)或输入信号电平(dBc)的最差频谱伪像。比较ADC时，请必须确认两种基准电平以及作业和信号条件。在数据手册标准间直接进行比较需求基准和信号相匹配(图5)。
图5：转化器制造商能够就转化器满量程(dBFS)或详细输入信号起伏(dBc)规则SFDR 功用。在进行数值比照前，请保证候选转化器是以类似方法进行功用规则的。
尽管SFDR 表现为转化器标准表内的数值，该丈量值自身仅仅采样速率、信号起伏、信号频率和共模作业点的参数。只要调查候选转化器的特性曲线，才干深化了解转化器在近似于方针运用的作业和信号条件下的功用。
