作者：Barry Harvey ADI公司
工业和医疗规划推进产品的精度和速度日益进步。模仿集成电路职业全体能够跟上速度的开展要求，但在精度要求上却有所缺乏。许多体系都竞相迈入1 ppm精度之列，特别是现在，1 ppm的线性ADC日益遍及。本文将介绍运算扩大器的精度局限性，以及怎么选择为数不多的有或许到达1 ppm精度的运算扩大器。别的，咱们还将介绍一些针对现有运算扩大器局限性的运用改进。
精度（Accuracy）与数值相关：体系特性与肯定实在数值之间的距离。精细（Precision）是以数字办法标明的数值深度。在本文中，咱们将运用精度一词，它包括噪声、偏移、增益差错和非线性度等体系丈量的一切约束。许多运算扩大器的某些差错在ppm量级，但没有个运算扩大器的一切差错都到达了ppm量级。例如，斩波扩大器可供应ppm级的失调电压、直流线性度和低频噪声，但它们的输入偏置电流和频率线性度存在问题。双极性扩大器具有低宽带噪声和杰出的线性度，但其输入电流仍或许导致内部电路差错（关于内部电路，咱们将运用“运用”一词）。MOS扩大器具有超卓的偏置电流，但一般在低频噪声和线性度范畴存在缺点。
在本文中，咱们将在转化函数中运用大致适当于1 ppm的非线性度表现谐波失真的–120 dBc失真。
非ppm扩大器类型
让咱们来看看非高线性度的扩大器类型。线性度最低的类型即所谓的视频或线路驱动器扩大器。这些都是直流精度不太好的宽带扩大器：偏移达几毫伏，偏置电流在1 µA至50 µA规模内，而且1/f噪声功用一般较差。抱负的直流精度在0.3%至0.1%之间，但沟通失真能够介于–55 dBc至–90 dBc（线性度：2000 ppm至30 ppm）之间。
下一项分类是传统经典运放规划，例如OP-07，或许具有高增益、CMRR、PSRR以及杰出的失调电压和噪声功用，但其失真却无法优于–100 dBc，特别是在到达1 kΩ或更高负载的状况之下。
然后，还有一些或新或旧的廉价扩大器，其失真在负载逾越10 kΩ的状况下都无法优于–100 dBc。
此外，还有音频扩大器类运算扩大器。它们适当实惠，且失真表现或许十分好。可是，它们的规划不合适且不能供应杰出的失调电压和1/f噪声功用。此外，他们的失真或许在大于10 kHz后也不能变的更好了。
有些运算扩大器旨在支撑MHz信号的线性度。它们一般为双极性，并具有较大的输入偏置电流和1/f噪声。在该运用范畴，运算扩大器更多寻求的是–80 dBc至–100 dBc程度的功用，完成ppm功用不太实践。
不管宽带及压摆率多大，电流反应扩大器也不能支撑深线性度，乃至是适度的精度。它们的输入级有许多差错源，而且增益、输入和电源按捺功用都不高。电流反应扩大器还具有热漂移效应，会大幅拓宽正常的树立时刻。
然后，咱们具有现代的通用型扩大器。它们一般具有1 mV的偏移和微伏级1/f噪声。支撑–100 dBc失真，但在高负载时一般无法完成。
运算扩大器的差错源
图1显现的是简化的运算扩大器框图，并添加了沟通和直流差错源。拓扑为带有输入跨导（gm）的单极点扩大器，驱动输出缓冲单元的增益节点。虽然有许多运算扩大器拓扑，但所示的差错源对它们悉数适用。
图1.简化的运算扩大器和差错源
输入噪声
有的输入噪声电压VNOISE包括宽带和1/f频谱成分。假如噪声的起伏相似或逾越体系LSB，则无法精确地丈量信号。例如，假如宽带噪声为6 nV/√Hz，体系带宽为100 kHz，那么输入端的有效值噪声则会到达1.9 µV。咱们能够运用滤波器来下降噪声：例如，将带宽降至1 kHz可使噪声降至0.19 µV rms或1 µV p-p（峰峰）左右。频域的低通滤波可下降噪声起伏，就像ADC输出随时刻推移而均匀化相同。
不过，因为速度太慢，1/f噪声实践上无法过滤或均化。1/f噪声一般运用0.1 Hz至10 Hz频谱规模内生成的峰峰值电压噪声表现。大多数运算扩大器的低频噪声都介于1 µV p-p至6 µV p-p之间，因此不太合适对直流精度要求高的ppm等级，特别是在供应增益的状况下。
图2显现的是优秀的高精度扩大器（LT1468）的电流和电压噪声。
图2.LT1468输入电压和电流噪声
在图1的输入端，还有偏置电流噪声源INOISE+和INOISE–。它们包括宽带和1/f频谱成分。INOISE乘以等效电阻会发生更多输入电压噪声。一般来说，同相端和反相端的两个电流噪声之间互不相关，不会跟着两头输入电阻值持平而抵消，而是以rms办法添加。INOISE乘以输入等效电阻发生的噪声电压常常会逾越1/f区的VNOISE。
输入共模按捺和偏置差错
下一种差错源是VCMRR。这表现在共模按捺比方针参数上，其间失调电压会跟着相关于两个供电轨的输入电平而改变（所谓的共模电压，VCM）。运用的符号指示箭头方向的电源相互影响，经过它的分割线标明其可变，但或许对错线性改变。CMRR对信号的首要影响在于使线性部分与增益差错无法区别。非线性部分将会失真。图3显现了LT6018的CMRR。添加的线与CMRR曲线在该曲线分解到过载之前的极点相交。该线的斜率供应的CMRR = 133 dB。规模每相差30 V，CMRR曲线与抱负线之间的差错仅约为0.5 µV，标明ppm以下等级的输入十分成功。其他扩大器的曲率或许更大。
图3.LT6018输入失调电压与VCM
失调电压（VOS）将归入此处的CMRR。斩波扩大器的输入失调电压低于10 µV，相关于2 V p-p至10 V p-p的典型输入信号，挨近于单ppm差错。乃至，最佳ADC的失调电压一般会多达100 µV。所以，10uV级的失调电压不会对运算扩大器自身构成太大的担负；不管怎么，体系自身会主动调零。与输入信号的共模电平相关的是ICMRR，即输入偏置电流及其随电源的改变状况。断线标明偏置电流会随电压改变，而且也或许不是线性改变。共有四个ICMRR，因为两个输入端有独立的偏置电流和电平相关性，而且每个输入端随两种电源的改变不同。ICMRR乘以运用电阻的阻值会添加电路的全体失调电压。图4显现了LT1468的偏置电流与VCM（ICMR规范）。添加的线所示的斜率为~8 nA/V，在运用1 kμΩ运用电阻或低ppm差错的状况下将为8 µV/V。它与直线的差错约为15 nA，由此在1 kμΩ运用环境下会在26 V规模内发生15 µV的差错，或非线性度达0.6 ppm。
图4.LT1468输入偏置电流与VCM
输入级失真
图1显现了输入级，它们一般是由一对差分晶体管规划成跨导电路。图5顶部显现了各种差分扩大器类型的集电极或漏电流以及差分输入电压。咱们模仿一个简略的双极性对、一个跨线性电路（咱们称之为“智能双极”）、一个低阈值（即十分大）的MOS差分对、一个带发射极电阻的双极性对（图5中已退化）和一个逾越阈下区域而进入平方律机制运转的小型MOS对。运用100 μA的尾电流模仿一切差分扩大器。
在显现图5底部所示的跨导与VIN之前，清晰的信息不多。跨导（gm）是输出电流相关于输入电压的导数，运用LTspice®模仿器生成。语法傍边包括d（），其在数学上等同于d（）/d（VINP）。gmis的非平面度即运算扩大器在频率下的根本失真机制。
关于直流，运算扩大器的开环电压增益约为gm（R1||R2），但条件是输出缓冲区增益大约1。R1和R2标明信号途径中各种晶体管的输出阻抗，每个电阻均衔接到一个供电轨或其他单元。这便是运算扩大器中增益受限的根底。R1和R2不能保证为线性；它们或许导致空载失真或非线性度。除线性度之外，咱们需求增益到达或逾越一百万，才干完成ppm级的增益精度。
调查规范双极性晶体管曲线，咱们能够看到它在该组中的跨导最高，但该跨导会跟着输入从零伏开端改变而快速衰退。这一点让人忧虑，因为线性度的根本要求便是增益或gm稳定。另一方面，谁会在乎扩大器的电压增益如此之高，以致于差分输入随输出电压的伏特级添加只能完成微伏级添加？下面是CCOMP。
图5.各种差分扩大器的输出电流和跨导以及输入电压
CCOMP（CCOMPP和CCOMPM的平行线）会吸收gm在频率规模内的大多数输出电流。它可设定扩大器的增益带宽乘积（GBW）。GBW可设定：在频率f下，扩大器的开环增益为GBW/f。假如该扩大器在f = GBW/10时的输出为1 V p-p，闭环增益为10，那么输入之间将有100 mV p-p。也便是，平衡±50 mV。请留意，图5中显现的规范双极性曲线在±50 mV时损耗了约一半的增益，然后保证了大规模失真。不过，智能双极仅损耗了13%的增益，阈下MOS损耗了26%，退化双极损耗了12%，平方律MOS损耗了15%。
图6显现了输入级的失真与振幅。在运用电路输出时将显现这些信息（乘以噪声增益）。输出失真能够持续添加，但不能削减。
图6.输入级的总谐波失真与差分输入电压
除智能双极的输入级之外，输入级的差分扩大器显现失真与输入的平方成正比。在增益共同的运用中，输出失真与输入失真的影响相同。这是大多数运算扩大器的首要失真来历。
请考虑一个选用双极输入的增益共同的缓冲区。若输出VOUT峰峰值电压，输入差分信号将为
咱们预算
和
其间，GNOISE为运用的噪声增益。
1 ppm非线性度适当于–120 dBc谐波失真，份额为0.0001%。假定一个扩大器运用双极性输入级，GBW为15 MHz，作为缓冲区的输出为5 V p-p，经过方程式2可得知该线性度的最大频率仅为548 Hz。上述的假定条件是扩大器在较低频率下的线性度最低。当然，当扩大器供应增益时，噪声增益添加，且–120 dBc的频率会下降。
阈下MOS输入级支撑的–120 dBc频率最高为866 Hz，平方律MOS最高支撑1342 Hz，退化双极最高支撑1500 Hz。智能双极的失真不符合猜测形式，人们有必要依据数据手册进行预算。
咱们能够运用更简略的公式
其间，K可从运算扩大器数据手册的失真曲线中找到。
附加一点，许多运算扩大器都是运用轨到轨输入级。大多数扩大器经过两个独立的输入级都能完成此功用，即在输入共模规模内，不同输入级之间能够转化。这种转化会导致失调电压改变，还或许导致偏置电流、噪声乃至带宽改变。此外，根本上还会导致输出时呈现开关瞬变现象。假如信号总是穿过交越区，那么则不能对低失真运用运用这些扩大器。不过，关于相反的运用场合能够运用它们。
咱们还没有评论压摆增强型扩大器。这些规划在差分输入较大的状况下不会耗尽电流。惋惜的是，差分输入较小的场合仍会导致gm呈现与所评论的输入起伏相似的改变，而且低失真仍需求有较大的频率环路增益。
因为咱们要寻觅的是ppm级的失真度，所以咱们不会以挨近压摆率限值的任何办法运转扩大器，所以十分反常的压摆率不是ppm级频率线性度的重要参数，只考虑GBW即可。
前面，咱们评论了单极补偿规划形式的开环增益。并不是一切运算扩大器都以该办法供应补偿。一般，开环增益可从数据手册的曲线中找到，而方程式中的GBW/（GNOISE × fSIGNAL）便是频率的开环增益。
增益节点差错
接下来，咱们来看图1中的R1和R2。这些电阻连同输入gm供应扩大器的开环直流增益：gm × （R1||R2）。原理图中制作的这些电阻带有可变的非线性删去线。这些电阻的非线性度表现了扩大器的空载失真度。而且，R1会从正电源施加影响，以致于直流正电源电压按捺比（PSRR+）约等于gm × R1。同理，R2担任PSRR–。请留意，为什么PSRR的起伏简直等于开环增益？CCOMPP和CCOMPM向R1和R2注入相似的电源信号；它们在频率规模内设置PSRR+和PSRR–。
增益适度（《《106）的扩大器的线性度或许很好，但适度增益会约束增益精度。
电源端口或许会导致失真。假如输出级驱动的负载较大，其间某个电源就会供应负载电流。在必定频率下，远端电源的长途调制能力或许很小，以致于运算扩大器的旁路电容成为实践的电源。经过旁路电容后，电源电流下降。下降起伏取决于ESR、ESL和电抗，而且它们会构成电源搅扰。因为输出为AB类，所以只要一半的输出电流波形会调制电源，构成平稳的谐波失真。频率规模内的PSRR可下降电源搅扰。例如，假如咱们调查到电源搅扰为50 mV p-p，并期望PSRR按捺电源输入搅扰使其在输出端降至低于5 µV p-p，则PSRR在信号频率下需到达80 dB。预算PSRR（f）~Avol（f），GBW为15 MHz的扩大器在低于1500 Hz的频率下则会具有满足的PSRR。
输出级失真
图1中的最终一项是输出级，输出级在本文中被视为缓冲区。图7展现了一个典型的输出级转化函数。
图7.不同负载的输出缓冲区的转化函数
关于不同的负载，咱们可看到四种差错。首先是削波：虽然假定该输出级的标称增益为1，但它不完满是轨到轨输出级。这种状况下，乃至空载输出时，每个电源轨也会削波100 mV。跟着负载添加（下降负载电阻），输出电压会逐渐削减。显着，削波会严重影响失真，而且有必要下降输出摆幅才干防止削波。
下一种差错是增益紧缩，当转化函数的曲率到达信号极限状况时，咱们会看到这种现象。跟着负载添加，在电压前期阶段就会呈现紧缩。同削波相同，在这种机制下，一般无法完成ppm级失真。这种紧缩一般是由输出级较小而难以满意输出需求的电流所造成的。最好的处理计划是，使扩大器供应的线性、无紧缩最大输出电流仅约为输出短路电流的35%。
另一种显着的失真来历在于交越区约为VIN = 0。空载时，交越扭结或许不那么显着。但跟着负载添加，咱们可看到绿色曲线的扭结添加。预算交越失真一般需求强壮的电源电流。
最终一种失真比较难以了解。因为有些扩大器电路输出正电压和电流，还有一些输出负信号，所以无法保证它们具有相同的增益，特别是在带负载时。图7显现了负载时负信号的增益削减状况。
经过环路增益可下降一切这些失真。假如输出级的失真为3%，那么环路增益需求为30，000才干到达–120 dBc电平。当然，这种状况发生在GBW/（30，000 × GNOISE）频率以下，关于15 MHz的扩大器一般为1 kHz机制。
有些输出级的失真与频率有关，但也有许多输出级与频率无关。开环增益可按捺输出级失真，但该增益会随频率而下降。假如输出失真不随频率而改变，则增益损耗会发生输出失真，并随频率而线性添加。一起，输入失真会导致全体输出失真随频率而添加。这种状况下，全体闭环输出失真或许首要为输入失真，然后掩盖输出级失真的影响。
另一方面，假如输出级失真的确随频率而线性改变，那么环路增益下降除导致输入失真之外，还会导致另一种输出失真，该失真随频率的平方而改变，而且无法与输入失真区别开来。
低功耗运算扩大器包括的输出级一般较少，静态电流低。输出失真或许首要是由这些扩大器的输出级导致，而不是输入级。所以，至少需求2 mA电源电流才干取得低失真运算扩大器，这种说法必定程度上是正确的。
ppm级精度的规范要求
在实践电平转化、衰减/增益和有源滤波器电路中，运算扩大器需满意一些根本要求才干支撑±5 V信号、适用于1 kΩ环境并完成表1所示的1 ppm线性度。
表1.ppm精度所需的运算扩大器差错和起伏列表
现在，咱们了解了运算扩大器在ppm精度范畴的局限性，那么咱们该怎么改进它们？
噪声：显着，首先要选择一款输入噪声电压不高于运用电阻组合噪声的运算扩大器。这样能够下降运用电路的总阻抗，然后下降噪声。当然，跟着运用的阻抗下降，经过它们的信号电流会添加，并或许使负载诱发的失真加大。在任何状况下，都不用使运算扩大器等级的输出噪声远低于其驱动等级的输入噪声。
电流噪声会乘以运用阻抗，然后构成更多的电压噪声。在电流噪声很低的运用中，MOS输入十分吸引人，但它们的1/f电压噪声一般比双极性输入大。双极性输入的电流噪声为pA/√Hz等级，或许会发生较大的运用噪声，但1/f电流内容生成的运用电压噪声或许大于扩大器的1/f电压噪声。一般来说，运用阻抗应小于扩大器的VNOISE/INOISE，以防止IBIAS为主的运用噪声。双极性扩大器的VNOISE越低，INOISE则越高。
协助运算扩大器完成最佳功用
削减输入差错
除选择CMRR优秀的运算扩大器之外，规划人员还能够选择用运放树立反相扩大电路而不是同相扩大电路。在反相电路中，输入会与地上或一些基准电压源相连，彻底不会引发CMRR差错。不过，并不是一切运用电路都能反相，而且一般负电源无法用于负信号偏移。图8显现了非反相电路和反相电路中运用的双极点Sallen-Key滤波器。
图8.非反相（左）和反相（右）Sallen-Key有源滤波器
假如两个输入端均包括运用电阻，则每个输入端的偏置电流乘以相应的电阻发生的电压差错会在输出端抵消，因此也能够抵消ICMR差错。例如，假如设置的扩大器增益为10，顺便900 Ω反应和100 Ω接地电阻，则在正输入端安顿串联的90 Ω（900Ω||100Ω）电阻即可抵消彻底持平的输出偏置电流发生的电压差错。大多数双极性运算扩大器的偏置电流调配都很恰当，使得选择0.1%（而不是常见的1%）电阻即可完成最佳ICMR按捺。在图4中，补偿电阻与反相输入端-input串联放置。它们应能够被旁路经过。因为额定的输入电阻会导致噪声添加（电流噪声乘以衔接的等效电阻）。
反相增益让咱们能够运用包括轨到轨输入的运算扩大器，而不用让信号穿过切换点（假定咱们已偏置电源和共模输入电平，以防止切换电压）。
电源留意事项
输出电流将会调理本地的供电电源。电源信号将经过PSRR传输到输入端。被影响的输入会生成输出信号，环绕其环路运转。在1 kHz频率下，1 μF本地旁路电容的阻抗为159 Ω，远低于电源之间线路加上电源自身的阻抗。因此，本地旁路电容实践上在低于100 kHz的频率下没有作用。在1 kHz频率下，调控状况由长途电源操控。在1 kHz频率下，扩大器或许到达90 dB电源按捺比。请留意，运算扩大器电源端口的大部分电流包括了很多的信号谐波，所以咱们期望从输出到供应电源的增益低于30 dB，以完成120 dBc的方针。要完成30 dB的增益，需求电源阻抗《30×负载阻抗。因此，500 Ω负载需求电源的阻抗小于17 Ω。这种状况可行，可是这样就不能在电源与运算扩大器之间串联电阻和电感。在10 kHz频率下，要求则愈加严厉；PSRR将从90 dB降至70 dB，而电源阻抗则有必要降至1.7 Ω。可行，但要求苛刻。运用大型本地旁路可供应协助。
图9.负载和电源电流环路
图10.复合扩大器与单一扩大器失真测验
从布局视点来看，了解输出电流环路的途径十分重要，如图9所示。
图9左边的图表显现了驱动至负载的正电源电流，然后又经过地上回归负载。在整个接地途径中或许存在压降，以致于偶谐波电源电流的电压从信号源降至输出，从反应分频器降至输出或输入地。不过，此地非彼地。图9右侧显现了一种传输电源电流的更好办法。电源电流从输入和反应节点传出。
在高于100 kHz的更高频率下，电源线路的磁辐射或许成为失真来历。电源的偶谐波电流可经过磁性办法耦合到反应网络的输入，然后使失真随频率大幅添加。在这些频率之下，审慎的布局至关重要。有些扩大器选用的对错规范引脚；它们的电源引脚远离输入，有些乃至会在输入侧供应额定的输出端口，以防止磁搅扰。
削减负载为主的失真
在高负载环境下，许多运算扩大器的输出级都会成为首要的失真来历。您能够经过一些技巧来改进负载失真。其一，运用复合扩大器，即一个扩大器驱动输出，另一个扩大器进行操控，如图10所示。
此电路经过LTspice仿真规划完成。LTC6240和LT1395的spice模型文件中包括失真回放功用的宏模型。大多数宏模型都不会测验显现失真状况，即便显现，仿真成果也或许不精确。该东西（LTspice）可检查宏模型的文本文件，的确如此，这些宏模型的失真模仿作用十分不错。
图10右侧是LTC6240，供应的增益为2，驱动电阻为100 Ω，关于该扩大器而言负载较大。图10左边是一款复合扩大器，输入端另设一个LTC6240，并有一款杰出的宽带电流反应扩大器（CFA）作为独立扩大器来驱动相同的负载。复合扩大器的理念是，输出运算扩大器已具有适度的低失真，而且经过输入扩大器在频率规模内的环路增益可进一步削减该失真。关于独立扩大器和复合扩大器，咱们的闭环增益都为2，但在复合扩大器中，能够对LT1395独自设置其自身的增益（经过Rf1和Rg1设置为4），以下降操控扩大器的输出摆幅。因为输入引发的失真随输出振幅的平方添加，由此可进一步削减操控运算扩大器的失真。
图11显现了10 kHz、4 V p-p输出的频谱。
谐波失真的核算办法为：每个谐波电平（dB）减去基波电平（在10 kHz频率下）。如图底部所示，输入信号的失真约为–163 dBc，十分好，足以让人信任模仿作用。V（out2）来自于独立的LTC6240，失真为–78 dBc。也不错，但当然没有到达ppm级。
图11.复合扩大器和惯例扩大器的失真频谱
图11顶部显现了复合扩大器的失真，–135 dBc，适当超卓。这么好的成果，咱们能否信任？为了加以验证，中心部分显现了原理图上节点的失真。假如复合扩大器输出端的失真挨近于零，但输出扩大器自身的失真的确有限，那么反应进程会在其输入端（中心）为输出扩大器失真设置负值。中心部分的失真为–92 dBc，这实践上与LT1395数据手册的曲线匹配！我仍会想，假如宏模型中表现出物理LTC6240输入CMRR或ICMR曲率，它们或许还会添加实践的电路失真。
惋惜的是，很少有宏模型包括失真。您有必要阅览宏模型.cir文件的标题来检查其是否受支撑。要了解失真是否与数据手册的曲线匹配，需求进行一些模仿。
复合扩大器的补偿或许有点扎手，但在咱们的示例中，第二个扩大器的带宽比输入扩大器高出10倍以上，只需少量Cf即可供应电路补偿。在此补偿架构中，假如操控扩大器的全体增益中包括BW的带宽，那么输出扩大器的带宽应》3 × BW，而全体带宽应保存设置为约等于BW/3。
为防止带宽损耗，咱们能够运用增强扩大器的办法。这样比较复合计划对失真的改进较小，但带宽及树立时刻都会毫发无损。图12显现了测验原理图。
图12右侧显现了U2，即咱们的独立LTC6240；左边显现了两个LTC6240扩大器。U1同独立扩大器相似，操控输出，增益为2；U2的增益为3。U2在增强节点的输出电压大于U1的相应电压，所以U2会向输出端驱动运送电流。RBOOST和U2的增益能够装备，以使U2向Rl驱动运送96%的负载电流，并使U1坚持轻载，然后改进失真。咱们需求保证U2包括满足的裕量，以承载额定的摆幅。
LTC6240在kΩ规模内的负载失真首要为输入失真，但关于100 Ω负载则首要为输出级失真。
图13显现了频谱成果。
相同，独立扩大器在10 kHz频率下的失真为–78 dBc。增强型扩大器供应的失真为–106 dBc；不像复合扩大器那么好，但比独立扩大器简直高出30 dBc。不过，增强型扩大器的带宽只会下降少量。
图12.增强型扩大器与独立扩大器的模仿设置
请留意，RBOOST微调了一下；假如将其改为52 ± 2 Ω，增强型失真则下降10 dBc，但随后发生的改变则较小，最高为±10 Ω。好像U1有一些预期极性的适度负载。抱负（无负载）或额定的增强电流会导致失真添加。
最好是，U2与U1有相同的群组推迟，以使增强信号与输出一起呈现。U2的增益比U1高50%，因此闭环带宽较少，这意味着增强输出会使频率规模内的首要输出推迟。经过跨接在U1输入端的电阻，可将U1的带宽降至与U2相同的水平。这样可使U1的噪声增益等于U2，然后完成相同的群组推迟。该模仿器在10 kHz频率下没有改进；U1供应最佳失真，无推迟均衡。您需求测验一下，才干了解在更高的频率下是否也是这种状况。假如扩大器为电流反应类型，那么能够经过下降Rf1和Rg1使U2的带宽升至U1的水平。
ppm级质量扩大器引荐
表2显现了一些主张的挨近ppm线性度的扩大器的重要规范。
赤色条目旨在提示读者：该参数或许不符合ppm级失真。该组傍边最易于运用的更好的产品为AD8597、ADA4807、ADA4898、LT1468、LT1678和LT6018。
有些扩大器需求处理其输入问题（同相扩大运用或许存在问题），但仍能供应杰出的失真：AD797、ADA4075、ADA4610、ADA4805、ADA4899和LTC6228。
图13.增强型扩大器和惯例扩大器的失真频谱
定论
惋惜的是，商用型ppm精度扩大器难以找到（假如能够找到）。市场上存在ppm线性扩大器，但有必要留意这些扩大器的输入电流，它们或许会经过电路中的运用阻抗发生失真。这些阻抗能够下降，但在反应中驱动它们会导致运算扩大器输入端发生失真的危险。在特别低的输入电流和变化环境下运用运算扩大器，能够经过调整电路中的运用阻抗以使运算扩大器取得最佳失真，但这样会添加体系噪声。要到达ppm级线性度和噪声，需求仔细选择运算扩大器并优化运用电路。
作者简介
Barry Harvey曾担任模仿IC规划人员，担任规划高速运算扩大器、基准电压源、混合信号电路、视频电路、DSL线路驱动器、DAC、采样坚持扩大器、倍增器等。他具有斯坦福大学的电气工程硕士学位。他具有20多项专利，宣布过许多文章和论文。Barry喜爱修理用过的测验设备、弹吉他以及研讨Arduino相关项目。作者：Barry Harvey ADI公司
