模仿电路中广泛地包括电压基准(reference voltage)和电流基准(current reference)。在数/模转换器、模/数转换器等电路中，基准电压的精度直接决议着这些电路的功能。这种基准应该与电源和工艺参数的联系很小，可是与温度的联系是确认的。在大多数运用中，所要求的温度联系一般分为与绝对温度成正比(PTAT)和与温度无关2种。
近年来有研讨指出，当漏电流坚持不变时，作业在弱反型区晶体管的栅源电压跟着温度升高而在必定规模内近似线性下降。依据该特性，带隙基准源所选用的基极-发射极结能够被作业在弱反型区的晶体管替代发生低温度系数的基准源。文献中说到选用该规划原理的基准源，运用0.13μm工艺的低阈值电压NMOS管和衬底调整的PMOS管完成其间的扩大器。本文所选用的基准源电路运用传统带隙基准源的中心电路原理，经过饱满状况MOS等效电阻对PTAT电流动态反应补偿，根本完成了基准源的安稳要求。
1 带隙基准源的根本原理
带隙基准源能够在0～70℃的温度规模内有lO ppm/℃的温度系数。由室温下温度系数为-2.2 mV/℃的PN结二极管发生电压为VBE。一起也发生一个热电压VT(VT=kT/q)，其与绝对温度(PTAT)成正比，室温下的温度系数为0.085 mV/℃，则输出电压为：
将式(1)对温度求导，用VBE和VT的温度系数求出理论上不依赖于温度的K值。为了到达所期望的功能，更具体地剖析VBE与温度的联系是有必要的。带隙基准便是将负温度系数的电压与正温度系数的电压加权相加来抵消温度对输出电压的影响。
1.1 负温度系数电压的发生
双极晶体管的基极-发射极电压具有负温度系数，或者说PN结二极管的正向电压具有负温度系数。从文献可得到与温度的联系式：
式中：η为与三极管结构有关的量，其值大约为4;α为与流过三极管的电流有关的一个量，当PTAT电流流过三极管时α为1，当与温度不相关的电流流过三极管时为O;T0为参阅温度;VBG为硅的带隙电压。由式(1)能够看出VBE是一个具有负温度系数的电压。
1.2 正温度系数电压的发生
两个三极管作业在不同的电流密度下，它们的基极-发射极电压的差值与绝对温度成正比。假如两个相同的三极管(IS1=IS2)，偏置的集电极电流分别为nI0和I0，并疏忽他们的基极电流，那么：
式中：△VBE表现出正温度系数，并且此温度系数是与温度无关的常量。
1.3 一阶温度补偿带隙基准源
将正、负温度系数的电压加权相加，就能够得到一个近似与温度无关的基准电压。常见的一阶可调基准源电路如图1所示。
式中：N为Q2与Q1的发射结面积之比，式(4)中第一项具有负的温度系数，第二项具有正、负温度系数，合理规划R0与R1的比值和N的值，就能够得到在某一温度下的零温度系数的一阶基准电压。式(5)中方括号内是约为1.25 V的一阶温度无关基准电压，经过调理R2/R0的比值，能够得到不同巨细的基准电压。
2 电路结构及原理剖析
图2为本文规划的基准源全体电路图，包括带隙中心电路、反应补偿电路和发动电路。其间虚框a为带隙中心电路，虚框b为偏置及反应补偿电路，虚框c为基准源发动电路。
2.1 带隙中心电路
图2中，由Mp1～Mp3，MN1，MN2，R1，R2和Q1，Q2组成的电路构成带隙中心电路。输入晶体管的偏置电流由PMOS电流源供给，可经过减小其电流，而不是减小其宽长比来下降负载器材的gm，然后添加其差动扩大增益。其间Mp1，Mp2，MN1，MN2均作业在饱满状况，Mp1，Mp2仿制了Iout，然后确认了IREF。从本质上讲，IREF被“自举”到Iout。挑选必定的MOS管尺度，假如疏忽衬底沟长长度调制效应，则有Iout=KIREF，因为每个二极管衔接的器材都是由一个电流源驱动的，故IREF和Iout与VDD无关，左右两支路永久保持这两个电流值。双极晶体管Q1和Q2作业在不同的电流密度下，它们的基极与发射极间的电压差与绝对温度成正比。将与电源无关的偏置电路与双极晶体管结合，得到带隙中心电路。
假定Mp1，Mp2和MN1，MN2均为相同的对管，将PTAT电流Ip3加到基极-发射极电压上，因而输出电流为：
PTAT基准电流IMp3PTAT(与绝对温度成正比)经过R3发生输出基准电压。
2.2 自偏置电路及反应补偿电路
为了进步电源电压按捺，该规划对中心电路和运放的电源电压进行了调理，由MOS管的电流电压特性可知，当VDS≥VG-VTH时器材作业在饱满区，有：
对其求导得：
式中：VGS为栅源电压;VTH为阈值电压。
因为栅漏短接，故MN3，MN5必定处于饱满状况，它们均可作为一个阻值由过驱动电压操控的等效电阻，界说MN3和MN5的等效电阻分别为RN3和RN5，则可将MN3与R3视为并联电阻Rx，假如Vout增大，则RN3减小，并联电阻Rx减小，然后使PTAT基准电流经过MN3分流一部分;相同原理适用于MN5和MN6，到达按捺补偿输出电压，使基准源输出电压安稳。其间Mp4和Mp5为MN3供给偏置电流，但运用这种“自偏置电路”会带来电路的发动问题。
2.3 发动电路
在基准源电路中需求发动电路使得体系上电时电路能够进入正常的作业状况，而自偏置扩大器电路往往也存在发动问题。当电路处于非作业状况时，扩大器的输入端电压初始值为零，而输出电压因为寄生电容的存在或许坐落一个比较高的电势，当电源接通后不光扩大器的偏置电路为截止状况，并且基准源的中心电路也无法正常发动。本文规划的发动电路则能够一起满意扩大器和中心电路的发动要求，它由Mp6～Mp8，MN7，MN8，R4，R5构成。
当电源接通后，发动电路供给了扩大器输出端到地的通路，然后拉低了中心电路中Mp1～Mp3的栅极电势，扩大器的偏置电路开端作业，一起基准源的Mp1和Mp2支路中流过的电流也随之增大，使得扩大器的输入端电势上升，这样扩大器进入高增益作业区，带动基准源电路开端正常作业。
电路刚发动时，使Mp7和Mp8饱满，确保MN8栅极有足够高的敞开电压，当MN8导通时，一个小的导通电流流过运放，发动带隙电路。电路敞开后，虚框b部分电流镜像电路将输出电流进行镜像，给发动电路供给偏置，偏置电流使Mp6导通，然后MN7的栅极电压升高，MN7导通，因为MN8的电阻很大，导致MN7漏极电压很低，然后关断MN8，使发动电路(虚框c)两头电压下降而停止作业。
3 仿真结果与剖析
图3说明晰该基准源对电压的按捺作用。依据仿真数据，在所取5～10 V的输出电压规模经核算基准电压电源按捺比为82 dB。图4为Cade-nce下的温度仿真曲线，依据所要求取的温度规模在-25～+120℃，核算得温度系数为：TCF=7.427 ppm/℃。图5为全体电路的地图规划，面积近似为0.022 mm2。
4 结语
本文经过对传统带隙基准源的根本原理剖析，规划的基准电路作业电压为5～10 V，经过饱满状况MOS等效电阻对PTAT电流反应补偿，得到了82 dB的电源电压按捺比和低于7.427 ppm/℃的温度系数，地图面积0.022 mm2。该电路发生的基准源电压根本满意一般运用要求。
