无桥Boost PFC电路省掉了传统Boost PFC电路的整流桥，在任一时间都比传统Boost PFC电路少导通一个二极管，所以降低了导通损耗，功率得到很大进步，本文就常见的几种无桥Boost PFC电路进行了比照剖析，而且对两种比较有代表性的无桥电路进行了试验验证和EMI测验剖析。
1 导言
现在，功率因数校对一直在朝着功率高﹑结构简略﹑操控简略完成﹑减小EMI等方向开展，所以无桥Boost PFC电路作为一种进步功率的有用方法越来越遭到人们的重视。
无桥Boost PFC电路省掉了传统Boost PFC电路的整流桥，在任一时间都比传统Boost PFC电路少导通一个二极管，所以降低了导通损耗，功率得到很大进步，本文就常见的几种无桥Boost PFC电路进行了比照剖析，而且对两种比较有代表性的无桥电路进行了试验验证和EMI测验剖析。
2 开关变换器电路的传导EMI剖析
电磁搅扰（EMI）可分为传导搅扰和辐射搅扰两种，当开关变换器电路的谐波电平在高频段（频率规模30 MHz以上）时，表现为辐射搅扰，而当开关变换器电路的谐波电平在低频段（频率规模0.15～30 MHz）表现为传导搅扰，所以开关变换器电路中首要是传导搅扰。传导搅扰电流依照其活动途径能够分为两类：一类是差模搅扰电流，另一类是共模搅扰电流。
以图1所示的Boost电路为例对开关变换器电路的EMI进行剖析，该电路整流时发生的脉动电流给电路系统引入了许多的谐波，虽然在整流输出侧有一个电解电容C能滤除一些谐波，可是因为电解电容有较大的等效串联电感和等效串联电阻，所以电解电容不可能彻底吸收这些谐波电流，有适当一部分谐波电流要与电解电容的等效串联电感和等效串联电阻相互作用，构成差模电流Idm回来沟通电源侧，差模电流的传达途径如图1中带箭头的实线所示。开关管的高频通断发生很高的dv/dt，它与功率管和散热器之间的寄生电容Cp相互作用构成共模电流Icm，此共模电流转过散热器抵达地，地线的共模电流又经过寄生电容Cg1和Cg2耦合到沟通侧的相线和中线，然后构成共模电流回路，共模电流的传达途径如图1中带箭头的虚线所示。
在主电路参数彻底相同的状况下，各种常见无桥Boost PFC电路中构成的差模电流是相同的。而不同的是因开关管的方位以及二极管参加等原因形成的共模电流。所以本文首要剖析的的是各种电路结构中共模搅扰的状况，各点的寄生电容巨细以各点到输入侧零线之间的电位改变巨细和频率改变快慢来替代剖析。
3 常见无桥Boost PFC电路介绍
最根本的无桥PFC主电路结构如图2所示，由两个快康复二极管（D1、D2）、两个开关管（S1、S2）电感（L1、L2）等组成。开关管S1和S2的驱动信号相同，两管一起导通和关断。关于工频沟通输入的正负半周期而言，无桥Boost PFC电路能够等效为两个电源电压相反的Boost PFC电路的组合，一组为由电感L1和L2，开关管S1，D1及开关管S2的体二极管组成，它的导通模态如图3a所示；另一组为由电感L1和L2，开关管S2，D2及开关管S1的体二极管组成，它的导通模态如图3b所示。从图3能够看出它在任一时间只要两个半导体器材导通，比传统带整流桥的PFC电路少导通一个二极管，因而降低了导通损耗，功率得到进步。可是它的缺陷是电感电流采样困难，由图3可知，本电路结构不能在一条回路上得到极性共同的电流采样，所以需求构建杂乱的电感电流检测电路［4］。别的，此电路的最大问题是共模搅扰大，对图2中的各点与输入零线之间电位进行剖析可得出图4所示的波形，其间Vbus为输出直流母线电压，Vline为瞬时输入电压。从图4中能够看出母线U-侧﹑A点﹑B点与电源的侧之间电位随开关频率而起浮［5］，所以会在以上各点与输入电源地之间呈现大的寄生%&&&&&%，共模搅扰比较严峻，EMI问题较为杰出。
因为EMI较大等问题，在图2的基础上不断提出了新的无桥Boost PFC电路结构，它们均在坚持导通损耗低﹑功率高的长处的一起在电感电流采样﹑EMI按捺等方面有了改进。
图5就是在图2基础上提出的新的无桥结构，其间D1和D2为快康复二极管。它的导通途径与图2类似，在任一时间只要两个半导体器材导通，但它新增加了两个一般二极管D3和D4，在输入电源正半周期，电源N侧与母线U-侧经过二极管D4直接衔接，在输入电源负半周期，电源N侧与母线U-侧经过二极管D3直接衔接，改进了图2结构中VU-—N随开关频率有很大动摇的状况。图6是图5的另一种表明方法，其电路结构彻底相同。对图6中的各点与电源N侧之间电位进行剖析可得出图7所示的波形。其间Vbus为输出直流母线电压，Vline为瞬时输入电压。比较图4能够看出只要A点与电源N侧之间电位随开关频率有动摇，因而共模搅扰能够大大减小。但它们的缺陷是两个开关管的栅极电位不同，所以有必要阻隔驱动，在驱动电路规划上稍显杂乱。而且电感电流采样方面与图2相同需求杂乱的检测电路。
图8是在图2基础上的一种改进电路［6］，S1和S2选用不带体二极管的IGBT，D3替代S1体二极管，D4替代S2体二极管，而且把二极管阴极衔接到电感之前，它的导通途径与图2根本共同，差异在于每个正负周期内电流只流过一个电感，在图2中电流流过体二极管时，在本结构中流过的是D3或许D4。这样做的长处是只要在D3与D4和S1与S2之间加一采样电阻能够便利进行电感电流采样，可大大减化电感电流检测电路。
本结构把D3和D4的阴极衔接到电感之前，不只使电感电流采样变的简略，而且也使EMI大大减小，剖析本电路可知，在输入电源正半周期，电源N侧与母线U-侧经过二极管D4直接衔接，在输入电源负半周期，电源L侧与母线U-侧经过二极管D3直接衔接，改进了图2结构中VU-—N随开关频率有很大动摇的状况。对图8中的各点与电源N侧之间电位进行剖析可得出图9所示的波形。其间Vbus为输出直流母线电压，Vline为瞬时输入电压。比较图4能够看出共模搅扰能够大大减小。但缺陷是它在每半个周期都只流转一个电感，电感量增大，电感利用率不高。
图10为另一种比较少用的无桥结构。它与图8导通途径大致相同，在输入电压正半周期流转电感L1，负半周期流转电感L2，相同有电感量大等缺陷。差异是D3和D4直接与输入电源N侧相连，使得在输入电压正半周期，电源N侧与母线U-侧经过二极管D4直接衔接，在输入电源负半周期，电源N侧与母线U+侧经过二极管D3直接衔接，使EMI搅扰小，能够从图11中得到验证。图11是对图10中的各点与输入零线之间电位进行剖析。其间Vbus为输出直流母线电压，Vline为瞬时输入电压。比较图4能够看出共模搅扰能够大大减小。但缺陷与图5电路结构相同，电感电流采样杂乱，两个开关管驱动需求阻隔，需求构建杂乱的驱动电路。
图12是在图2基础上的一种演化，也称之为图腾式无桥结构，它的导通途径与图2共同，它的电路结构与图10类似，都使输入电源N侧经过D1和D2 与母线U-侧或母线U+侧直接相连，从图13能够看出共模搅扰比图4要小许多。而且与图10电路比较长处是所用器材少，在EMI搅扰根本相同的状况下，比图10结构少用了两个二极管，可降低成本。但此电路结构一般使用在断续形式（DCM）和临界导通形式（CRM）下，对其结构进行剖析可知，两只开关管的体二极管起到了与传统Boost PFC中快康复二极管类似的作用。可是开关管体二极管的反向康复时间现在最快也只能到达100 ns，比较于快康复二极管的几十乃至十几纳秒（ns），距离十分显着。因而，假设此电路用于接连电流形式，其反向康复损耗将会十分严峻，功率的进步也必定有限。而假设作业于临界电流形式下，因为没有反向康复问题，则能发挥该拓扑的最大优势。在电感电流检测上，本结构与图2相同采样电路比较杂乱。而且此电路中要求两个开关管别离驱动，而且需求判别正负周期，还要建立过零点检测电路。别的，两个开关管栅极电位不同，有必要阻隔驱动，所以驱动电路也比较杂乱。
4 EMI测验
本文别离以图2和图8为主电路结构规划了试验样机，两主电路的各项参数相同，PCB布线类似，操控芯片都选用IR1150，原理图别离如图14和图15所示。对两种电路在220 V输入1 000 W输出的条件下进行了EMI测验。图16为图14的EMI测验图，从图中能够看出在中频段很大区间内，所规划电路的EMI超越Class C峰值规范。
图17为图15的EMI测验图，从图中能够看出选用这种主电路结构时，其EMI测验波形在大部分频段内都低于EMI测验规范，只在高频段一小区间内超支，经过合理规划EMI滤波器能够处理这个问题。因而本电路结构对EMI按捺有杰出作用。
5 定论
文就常见的几种无桥Boost PFC电路的导通途径﹑EMI搅扰等进行了比照剖析，并以两种比较有特征的无桥Boost PFC拓扑结构为主电路规划了试验样机，对两种电路的EMI进行了实践丈量。总结出了一种导通损耗低、EMI搅扰小的拓扑结构。
