导言
开关电源是运用现代电力电子技能，操控开关晶体管注册和关断的时刻比率，坚持安稳输出电压的一种电源。从上世纪90年代以来开关电源相继进入各种电子、电器设备范畴，计算机、程控交换机、通讯、电子检测设备电源、操控设备电源等都已广泛地运用了开关电源。跟着电源技能的开展，低电压，大电流的开关电源因其技能含量高，运用广，越来越遭到人们注重。在开关电源中，正激和反激式有着电路拓扑简略，输入输出电气阻隔等长处，广泛运用于中小功率电源改换场合。跟反激式比较，正激式改换器变压器铜损较低，一起，正激式电路副边纹波电压电流衰减比反激式显着，因而，一般以为正激式改换器适用在低压，大电流，功率较大的场合。
体系整体框图
一种高效小型化的开关电源设计的体系整体框图如图1所示。
图1：体系整体框图
输入的市电经净化滤波后整流成300V左右的直流电压加到半桥电路的MOS管上。操控电路由最常用SG3525芯片组成。操控电路经过高压部件反应绕组检测输出电压的改变量，发生鼓励脉冲去驱动功率MOS场效应管，完结稳压输出。
电源规划的根本技能
1、有源钳位技能
正激DC/DC改换器其固有缺陷是功率晶体管截止期间高频变压器有必要磁复位。以防变压器铁心饱满，因而有必要选用专门的磁复位电路。一般选用的复位办法有三种，即传统的附加绕组法、RCD钳位法、有源钳位法。三种办法各有优缺陷：磁复位绕组法正激改换器的长处是技能老练牢靠，磁化能量可无损地回馈到直流电路中去，但是附加的磁复位绕组使变压器结构复杂化，变压器漏感引起的关断电压尖峰需求RC缓冲电路来按捺，占空比D<0.5，功率开关管接受的电压应力与输入电源电压成正比。RCD钳位正激改换器的长处是磁复位电路简略，占空比D可以大于0.5，功率开关管接受电压应力较低，但大部分磁化能量消耗在钳位电阻中，因而它一般适用于改换功率不高且价廉的电源改换场合。有源钳位技能是三种技能中功率最高的技能，它的电路图如图2所示，作业原理如图3所示。
图2：有源钳位同步整流正激式电路图
图3：有源钳位电路作业原理图
在 DT时段之前，开关管S1 导通，激磁电流iM为负，即从Cr经过S1流向Tr,在DT阶段，开关管S的驱动脉冲ugs使其导通，一起ugs1=0,使S1 关断，在Vin的效果下，激磁电流由负变正，原边功率经过变压器传到副边，给输出端电感L充电;在(1-D)T时段，ugs=0,S关断，ugs1到来使 S1导通，iM经过S1的反并二极管向Cr充电，在Cr和Tr漏感构成的谐振电路的效果下，iM由正变负，变压器反向激磁。从以上剖析中可以看出：有源钳位正激改换器变压器铁心作业在双向对称磁化状况，提高了铁心运用率，钳位电容的稳态电压随开关占空比而主动调理，因而占空比可大于50%;Vo一守时，主开关、辅佐开关应力随Vin的改变不大;所以，在占空比和开关应力答应的规模内，可以习惯较大输入电压改变规模的状况。不足之处是增加了一个管子，使得电路变得复杂。
2、同步整流技能
在低电压大电流功率改换器中，若选用传统的一般二极管或肖特基二极管整流因为其正导游通压降大(低压硅二极管正向压降约0.7V,肖持基二极管正向压降约 0.45V;新式低电压肖特基二极管可达0.32V)，整流损耗成为改换器的首要损耗，无法满意低电压大电流开关电源高功率，小体积的需求。
MOSFET 导通时的伏安特性为一线性电阻，称为通态电阻RDS,低压MOSFET新器材的通态电阻很小，如：IRL3102(20V,61A)、 IRL2203S(30V,116A)、IRL3803S(30V,100A)通态电阻分别为0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，它们在经过 20A电流时，通态压降不到0.3V.别的，功率MOSFET开关时刻短，输入阻抗高，这些特色使得MOSFET成为低电压大电流功率改换器首选的整流器材。功率MOSFET是一种电压型操控器材，它作为整流元件时，要求操控电压与待整流电压的相位坚持同步才干完结整流功用，故称为同步整流电路。图1为典型的降压型“同步”开关改换器电路(当电路中无SR时，为“一般”的降压型开关改换器电路)。
电源规划的电路
所规划的电源参数如下：输入电压为50(1±10%)V，输出电压为3.3V，电流为20A，作业频率为100kHz。
钳位电容电压为：
Vc=Vin
所选用的操控%&&&&&%芯片为UC3844，它的最大占空比为50%，所以电容上的电压最大为Vin，电容耐压为60V以上，只需选取足够大即可确保电路能正常作业，本电路所选取的钳位%&&&&&%为47μF/100V。
有源钳位管S1的驱动有必要跟变压器原边的地阻隔开，并且S1的驱动信号有必要跟开关管S驱动信号反相，运用UCC3580可以完结两个管子的驱动，但是这个芯片并不常见，因而这儿选用UC3844跟IR2110组合。UC3844出来的操控信号用来作为IR2110的低端输入，其反相信号作为IR2110的高端输入，IR2110的高端驱动经过内部自举电路来完结阻隔。这样，咱们就到达了驱动两个开关管的意图。
在输出整流电路中，当续流二极管(即SR的反并二极管)受正向电压导通时，应及时驱动SR导通，以减小压降和损耗。但为了防止SR与SR1一起导通，形成短路事端，有必要有“死区”时刻，这时仍靠二极管D导通。SR的开关瞬时要与续流二极管的通断瞬时密切配合，因而对开关速度要求很高。别的，从本钱归纳考虑，选用IRL3102。
变压器的规划跟一般正激式改换器变压器规划差不多，仅仅要考虑同步整流管的驱动。所选用的同步整流管的驱动注册电压为4V左右，电路输出电压为3.3V，输出端相当于一个降压型电路，占空比最大为0.5，所以变压器副边电压至少为6.6V.因为MOSFET的栅-源间的硅氧化层耐压有限，一旦被击穿则永久损坏，所以实际上栅-源电压最大值在20~30V之间，如电压超越20V，应该在栅极上接稳压管。
输入电压规模的调制
作业在高频高压条件下的小功率电源，输入电压规模的调理会呈现困难。不光调整率很差，并且在输入电压超越必定值时，电源无输出，或输出电压不安稳。原因是高压小功率电源的占空比很小，作业时的导通脉宽很窄(呈窄脉冲作业状况)。当输入电压升高时，输出能量不变，脉冲宽度变窄，起伏加长。输入电压升高到必定极限，操控电路呈失控状况，无法完结有用的闭环操控，导致整个电路封闭。为处理这个问题，经过剖析试验，规划了一个输入电压调理电路，如图5所示。
图5：输入电压调理电路
它实际上是一个输入电压预稳压电路，输入电压经过它，成为根本安稳的电压，再加到主电路(开关电路)上。
经过调试，试验和长时间装机运用，证明了该电路的安稳与牢靠。下图表1是设置输入电压调理电路与没有设置时的实测数据。为简化起见，这儿只给出输出主电路(25kV)参数。显着看出，加了该电路后，输入电压调整率大大提高，输入电压调理规模也增至250V。
表1：输入电压改变对输出电压的影响
因为上电时，输入端瞬间冲击电流很大，对输入电压调理电路形成损害。为此，还专门规划了输入缓冲电路。
试验成果和波形剖析
开关管S1和S的Uds波形如图6所示，RefA为S管压降波形，50V/div,RefB为S1管压降波形，50V/div.电路此刻作业在Vin= 60V左右，S1和S的开关应力大约为120V，D=0.5左右。
图6：开关管S和S1的uds波形
图7为变压器输出电压，也便是同步整流管SR1和SR的驱动信号，正的部分为SR的驱动信号，负的部分为SR1的驱动信号。
图7：同步整流管的驱动波形
试验所得波形和剖析的波形根本符合，仅仅在开关转化瞬间，电压有小尖峰，这是由电路的杂散参数引起的。该电路的作业功率经过丈量大约在90%左右，根本到达规划的要求，具有实用性的价值。
结语
本文根据开关电源中正激和反激式有着电路拓扑简略，输入输出电气阻隔等长处，提出了一种高效小型化的开关电源设计计划，经过计划中的电源开关的规划标明，有源逆变加同步整流电路用在低压大电流的正激式电路规划中，不加PFC电路时，可以获得很高的功率，然后证明了本计划的可行性。
