摘要：文章提出了一种新的调制技能，以进步数字脉冲宽度调制器(PWM)的电源纹波按捺。这种调制技能的特点是运用两个反应点(开关节点和输出点)，以使在相对低的开关频率下完成高增益和高带宽。由此能够得到高环路增益，进步电源纹波按捺比。经过体系仿真及试验测验证明，与理论剖析根本共同。此技能可用于高性能要求的直流电源变换器及高保真音频功率放大器。
关键词：脉冲宽度调制(PWM);带宽;增益;纹波按捺
0 导言
0. 1 布景
与传统的A类和AB类功放比较，D类放大器因为其高功率，在电机驱动和不问断电源中得到广泛的运用。出于相同的原因，D类放大器也在各类音频放大器运用中遭到喜爱。
特别跟着便携式、嵌入式电子产品不断向小型化开展，集成度不断的进步，功耗和功率成为规划中的重要束缚。为了满意这些束缚，人们对D类放大器做了很多的研讨和规划，都是环绕进步D类放大器的带宽、线性和全体保真度选用不同的操控计划。
与目前为止一切计划不同的是，本文提出的D类放大器选用了双闭环反应操控计划，突破了在实际的载频下谐波失真及噪声(THD+N)和线性度方针得到满意。其间一个回路用来安稳体系中的高速循环，出于安稳性原因，这个循环被约束在二阶。另一个环路用于带宽增益，它是不担任体系的安稳性的，这答应第二环路能够比二阶环路更高。由此能够得到高环路增益，进步了电源纹波按捺比。
0.2 根本D类放大器
图1显现了一个根本D类放大器，其结构同一个降压转化器。电路中，半桥式MOSFET开关作功率级。正、负电源(+Vpw和-Vpw)经功率开关调制后，经过低通滤波器(LPF)输出。
A(S)模块和比较器一同作为该体系的差错放大器。该体系的典型输入是一个能够改动频率的纯音频正弦波形，带宽20Hz到20kHz。跟着开关频率纹波的参加，输出波形企图盯梢输入，并因而与输入信号具有相同的根本形状。输入和输出反应信号被送入A(S)模块生成差分信号，与三角波形进行比较生成PWM信号操控功率开关的输出。三角波形具有固定的起伏和频率，作业频率一般挑选为350kHz到1MHz。这两个模块一同作业的增益是A(S)的拉普拉斯方程与三角波振幅VAMP两倍的倒数的乘积。
这个体系总的环路增益由式1给出。环路增益方程里边有LPF(s)模块。这将引起一个安稳问题， 需求2型或3型的补偿用来完成杰出的DC增益和安稳性。这种类型的补偿是增益和带宽的权衡。因为一个增加，另一个有必要减小。正是因为这个原因，以下的改善规划用来扩展D类放大器的带宽和环路增益。
1 体系建模
1.1 体系概述
本文提出的D类放大器操控计划如图2所示。该体系有两个反应途径，三个有源滤波器(HM(s)、HA(s)、HLPF(s))，一个无源滤波器(LPF(s))，和一个比较器模块。该操控计划具有在功率开关节点的反应，一起具有终究输出电压的反应，确保滤波器输出的任何非线性能够纠正。增加HLPF模块是为匹配LPF，HM是为确保安稳性。
功率MOSFET模块和模仿比较器为一体，本质上对错线性的，但它能够线性地建模。当滤波器运行在它们的线性作业范围内时，比较器是该体系仅有的非线性模块。开发用于比较器的线性模型将答应经过转化函数线性地描绘该体系。
1.2 比较器的线性模型
为了更好地了解，并拟定一个比较器的建模办法，讨论抱负的天然采样PWM(NSPWM)信号对错常重要的。能够用图3所示的电路来发生一个抱负的NSPWM信号。电路的缓慢的基带输入信号与三角载波波形比较来发生NSPWM信号。
规划一个比较器的模型，也有必要充沛了解高频信息，因为它是确认比较器增益的决定要素。为了更好地了解高频信息，令输入基带信号为零幅值，该NSPWM信号便是一个50%占空比的方波，此刻在输出的一切信息中就只要含高频的三角波。
当基带输入为V输入起伏的DC时，剖析一个载波周期的NSPWM信号，能够推导比较器的线性模型。
式2给出了比较器的的终究线性模型。
1.3 传递函数和环路增益
安插操控模块的一切线性模型，就能够得出一个操控计划的传递函数。图5显现了操控计划的完好框图。运用线性代数，能够推导这种体系的传递函数和环路增益，式3和式4。
2 体系规划
2.1 环路增益方程剖析
环路增益公式是由加在一同的两个项组成。
一个项能够主导环路增益方程，而另一个的影响是可疏忽的。图6显现了一个满意建模要求的，而且坚持较高环路增益的体系规划的波特图。在放大器的带宽内LE(s)主导环路增益。超出了上限开关频率时，低阶的LM(s)占主导地位。
LM(s)也有必要被规划成类似于一个积分器，以使在信号到达开关频率上限时该比较器的建模办法仍然是有用的。
2.2 体系单元规划
高保真放大器需求在放大器的通带中具有高线性度。而D类放大器有固有的非线性。为了战胜这种类型放大器的非线性，环路增益有必要高，以纠正任何非线性影响。在以下规划中，操控流程的各模块使得整个放大器的环路增益满意在20kHz的带宽范围内大于75分贝的要求。
2.2.1 低通滤波器LPF的规划
放大器的功率带宽直承受LPF(s)影响。关于放大器，为满意全体功率带宽需求，低通滤波器LPF(s)模块有必要是平整的，而且单位增益挨近功率带宽需求。LPF(s)是一个二阶的电感、电容和电阻的无源滤波器。规划LPF模块具有一个转机频率，满意功率带宽要求和品质因数Q为1。
图7显现了低通滤波器模块的原理图。图8为其等效方框图。该模块的理论呼应由图9和图10示出。
2.2.2 HLPF规划
为了坚持内部信号到最低时，HLPF模块与LPF模块匹配。HLPF滤波器将具有和LPF模块相同的转机频率和Q值。从LPF模块中%&&&&&%器引进附加零点，增加到HLPF模块，完成模块之间较好的匹配。
图11显现了HLPF块的原理图。图12为等效方框图。呼应特性与图9和图10相同。
2.2.3 HM的规划
HM(S)直接影响到DC环路增益。HM(S)在开关频率的起伏是DC环路增益的主导要素。HM(S)也有必要在开关频率的范围内作一个积分器。构建 HM(S)为双极单零点滤波器完成了这一方针。零点方位是DC环路增益和在开关频率点的相位差错之间的平衡。极点方位被用来确认DC环路增益和L(S)的过渡区域。
图13显现了HM模块原理图。图14显现其等效方框图。模块的呼应在图15和图16。
2.2. 4 HA的规划
为了坚持安稳，HA(S)滤波器类型及零点挑选与HA(S)相同。HA(S)极点的方位设置要确保在带宽内环路增益足够高，满意放大器的线性度要求。HA(S)滤波器的Q值设置为1，以进步带宽频率内的环路增益。
图17显现了HA原理图。图18显现其等效方框图。HA的呼应在图19和图20。
2.2.5 HC规划
因为安稳性的原因，HC(S)模块的推迟将被坚持到最小。假如模块引进过多的推迟，整个体系会变得不安稳。在测验电路中，推迟被约束在小于开关频率周期的10%。
图21显现了HC模块原理图。图22显现了其等效方框图。呼应示于图23和图24。
3 体系剖析
将每个模块规划带入体系框图2，就能够剖析整个体系的环路增益和安稳性了。
3.1 环路安稳性
体系幅频特性和相频特性示于图25和图26。
从幅频和相频特性可见，体系是有条件安稳的。假如该体系的增益降低到足以形成相位裕度到零，这个体系就可能变得不安稳。这不是在该体系中的状况。该体系的增益是固定的，因为它是操控回路的极点和零点的函数，而不是任何一个独自的运算放大器增益的函数。有了精细无源元件，环路增益能够确保匹配到如图25所示的规划，确保安稳性。
3.2 电源纹波按捺比(PSRR)
因为环路增益现已确认，现在能够确认体系的PSRR式5给出了体系的PSRR方程。图27是体系的PSRR与频率的联系曲线。
3.3 体系频率呼应
连同PSRR，一旦操控计划的环路增益被确认，体系频率呼应(SFR)能够确认。式6给出了SFR的方程。图28是SFR与频率的联系曲线。
4 定论
经过对所规划体系仿真及试验室测验，与理论剖析数据根本共同。尽管有的滤波器不是完美匹配，却但他们具有安稳的体现。比较由示波器捕获的信号，与仿真数据十分挨近。尽管电源按捺比(PSRR)及体系频率呼应(SFR)与理论核算不完全持平，但仍然有很大程度的相关性。没有不安稳性或体系体现与预期不共同的依据。
总归，很多的体系剖析标明，关于需求较高水平线性度与低开关频率带宽比的D类放大器输出级，处理电源清洁问题，进步电源纹波按捺比，该操控计划是一个可行的解决计划。
