开关电源的操控电路能够分为电压操控型和电流操控型，前者是一个单闭环电压操控体系，在其操控过程中，电源电路中的电感电流未参加操控，是独立变量，开关改换器为二阶体系，而二阶体系是一个有条件的安稳体系；后者是一个电压、电流双闭环操控体系，电感电流不再是一个独立变量，然后使开关改换器成为一个一阶无条件的安稳体系，因而很简单不受束缚地得到大的开环增益和完善的小信号、大信号特性。为此，使用电流操控型芯片（峰值电流操控）UC3844(＄0.1386)规划了一种大功率高频开关电源功率开关（例如IGBT）驱动电源，其主要技术指标为：5路输出（各路均为20V/0.5A）；输出电压纹波±0.5% ；作业频率为40kHz；输入沟通电压规模（1±10%）220V。
主电路
图1是所规划电源的原理图，主电路选用单端反激式改换电路，220 V沟通输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后，供应单端反激式改换电路，并经过电阻R1、C2为UC3844供给初始作业电压。为进步电源的开关频率，选用功率MOSFET作为功率开关管，在UC3844的操控下，将能量传递到输出侧。为按捺电压尖峰，在高频变压器原边设置了RCD缓冲电路。
UC3844外围电路规划
UC3844内部主要由5.0V基准电压源、振动器（用来精确地操控占空比调理）、降压器、电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A差错扩大器和适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路等构成。UC3844的典型外围电路如图2所示，图中脚7是其电源端，芯片作业的敞开电压为16V，欠压确定电压为10V，上限为34V，这儿设定20V给它供电，用稳压二极管稳压，一起并联电解电容滤波，其值为10uF。开始时由原边主电路向其供电，电路正常作业今后由副边供电。原边主电路向其供电时需加限流电阻，考虑发热及散热条件，其值取为62kΩ/5W，为了避免输出电压不安稳时较高的电压直接灌人稳压二极管，导致其过压烧坏，在输出端给UC3844 供电的线路与稳压管相连接处串入一只二极管。
脚4接振动电路，发生所需频率的锯齿波，作业频率为=1.8/CTRT，振动电阻RT和电容CT的值分别为100kΩ、200pF。脚8是其内部基准电压 （5V），给光耦副边的三极管供给偏压。脚2及脚1为内部电压比较器的反相输入端和输出端，它们之直接一个15 kΩ的电阻构成份额调理器，这儿选用份额调理而不必PI调理的意图是为了确保反应回路的响应速度。脚6是输出端，经一个限流电阻（22Ω/0.25 w）限流后驱动功率MOSFET（IRF840(＄0.6202)），为维护功率MOSFET，在脚6并联一支15V的稳压二极管。
电流反应电路规划
UC3844选用的是峰值电流操控形式，脚3是电流比较器同相输入端，接电流取样信号输入，即电流内环，由R3，Rf以及脚3组成。如图2所示，从脚3引进的电流反应信号与脚1的电压差错信号比较，发生一个PWM（脉宽调制）波，因为电流比较器输入端设置了1V的电流阈值，当电流过大而使电阻R3上的电压超越1 V（即脚3电平大于1V）时，将关断PWM脉冲，反之，则坚持此脉冲。因为电阻R3检测出的是峰值电流，因而它能够精确地约束最大输出电流，被检测的峰值电流为imax=1/R3。这儿上端采样电阻Rf取为1kΩ），下端电流检测电阻R3，取为0.55Ω。滤波电容取为470pF/1.2V的电解电容。
电压反应电路规划
选用三端可控基准源TL431(＄0.0625)反应差错电压，并将差错电压扩大，驱动线性光耦PC817(＄0.2210)的原边发光二极管，而处在电源高压端的光耦副边三极管得到反应电压，输入到UC3844的内部差错扩大器（脚1和脚2），然后调整开关管的注册、关断时刻。TL431的参阅端（REF）和阳极（ANODE）间是安稳的2.5V基准电压，它将取样电阻上的电压稳在2.5V。当输出电压增大，经R10，R11分压后得到的取样电压（即R-A间的电压）大于2.5V时，流过TL431的电流增大，其阴极电压下降，光耦原边二极管发光，传递到副边三极管，然后使得开关管的导通时刻削减，然后下降输出电压。
本文规划的单端反激式开关电源，具有体积小、重量轻、输出电压纹波小等长处，且安稳性好，轻载和满载均能牢靠运转，电网电压起浮时，电源也能正常作业，因而，作为IGBT的驱动电源，达到了满足的作用。别的，过程中遇到了以下两个问题，期望能为今后规划反激式电源的同行供给一些协助：
1）3844的脚1和脚2接的电压反应电路的逻辑及各个%&&&&&%的参数需求细心琢磨。
2）TL431的R-C间未接电容时，其上电压有许多尖峰毛刺，导致TL431不能正常作业，所以有必要接这个%&&&&&%。
