B型剩下电流维护器不只能够对沟通剩下电流、脉动直流剩下电流进行维护，此外，还能对1000Hz及以下的正弦沟通剩下电流、沟通剩下电流叠加滑润直流剩下电流、脉动直流剩下电流叠加滑润剩下电流、两相或多相整流电路发生的脉动直流剩下电流、滑润直流剩下电流确保脱扣，能够十分好的运用在交直流混合微电网中。
Magtron依据iFluxgate技能的SoC芯片全体计划，为B型漏电维护进行了数字化集成，为RCCB从传统的AC型/A型向B型的技能晋级，供给了一套高性价比的B型漏电解决计划，为充电设备的用电安全供给了更好的确保。
如上文所述，要完成超越8bit的线性度难度极大，可是经过把多个比特的转化切割成MSB和LSB单元，则能够大大下降中心的杂乱度。经过细心的规划，能够从同一个开关、电阻和电流源树立编码单元和二进制权重单元。
简略的单中心规划
任何转化器规划的起点是确保优异的静态精度。在混合式切割规划中，精度由二进制权重LSB单元的差错决议。
规划的方针是进步SFDR并且躲避校准的操作，到达优于0.5LSB的功能。需考虑如下三点数据转化器装备：
1. 2比特编码器（3段）加10比特权重段 = 13段
2. 3比特编码器（7段）加9比特权重段 = 16段
3. 4比特编码器（15段）加8比特权重段 = 23段
开始剖析标明装备1是最佳的挑选;它的段数最少，因而中心区域最小。可是，它的静态精度较差。要了解这一点，请考虑12比特量化器能输出满福1V峰峰值，标明LSB量化电压是244 μV （1Vp-p/4096）。模仿试验标明9比特权重段的匹配是125 μV。这比12比特0.5LSB的功能好两倍，确保单片DAC的作业。可是，由于权重选项是10比特，无法进一步进步匹配的功能，125 μV是物理功能的极限，所以选项1是不可取的。模仿试验也标明选项3不可取，由于其对时钟缓冲的动态载荷过大。
处理技能
躲避CMOS制程约束的规划使得转化途径更简单完成。这种计划运用Infineon异质结硅锗碳双极型工艺完成较高的原始速度。经过引进NPN双极型晶体管内涵固有的碳元素，B7HF200工艺答应完成极薄的高度掺杂基极。高转化速度（200GHz Ft）和低阻抗基极是完成DAC高功能的两个最重要的要素。
这种工艺现已在高速和毫米波运用中运用了超越10年，可用于多种固态微波器材。
运用四层铜能够进一步进步B7HF200的速度，适用于低电流密度的衔接。铜协助下降寄生电流，此寄生电流是高速规划的梦魇。
DAC规划的隐秘
EV12DS460A的杰出功能并不是偶尔得到的。自2011推出的较慢速的12bit产品以来，这种架构现已进化了数代。即使是前期的产品，功能也是十分优异的，带宽到达1.5GHz。
规划进程的要点在于3个通用的规划准则：
· 驱动量化器的动态载荷，削减线长
· 确保作业安稳
· 输出脉冲整形，削减畸变，进步功能
驱动量化器的动态载荷
量化器的规划，部分是能够重用的（图3）。右边是包括16个段的量化器，而左面是采样时钟体系的模仿电路。将它们组合起来，衔接两个电路的桥梁是芯片布线发生的Lp和Cp。
简化EV12DS460A的输入驱动
为了支撑6到7Gsp的采样率，时钟源的颤动要低，瞬变时刻要短。当6Gsps采样率时，时钟周期只要166ps。确保洁净、快速的瞬变是确保快速量化和采样的重中之重。可是，在这个规划中，相对高的量化器满量程电流被设置成20mA。为了快速驱动，需求一个杂乱的驱动器，包括差分对和输出电路，其输出阻抗十分低。
关于这个驱动器电路，输出阻抗Zout能够标明为：
Zout = （1/gm + Rbb + Rg）/Beta（f）， 这儿 gm 是晶体管跨导 （1/gm=1，25 ohms）， Rbb 是输出阻抗， Rg 是差分对的输出阻抗， Beta（f）是三极管的动态电流增益和频率之间的联系。
考虑到B7HF200工艺的方针（截止频率 fT = 200 GHz）， 20GHz时的电流增益Beta（f） 等于10。一起，极低的双极型晶体管的固有基极阻抗使Rbb 为25欧姆。
Rg 也应当是越小越好，可是其不能太小，以防止过多地增大偏置电流，导致功耗变大。大约50欧姆是比较适宜的值。
最终，开始预算的输出阻抗是： Zout = （1.25 + 25+ 50）/10 = ~ 7.5 ohms. 低输出阻抗是器材快速作业的要害。
为了坚持输出缓冲的300mV的脉冲幅度，需求用300mV驱动50欧姆的终端 （300mV/50 = 6mA）。 Rg 的进一步优化会稍微改进阻抗，但其价值是更高的功耗。将 Rg折半，偏置电流会上升到12mA。
削减线长，确保DAC的安稳性
下面将评论线长的重要性和它对高速规划的寄生效应的影响。上述规划的每一个量化器段都只要50μm宽，所以16段的总信号线长是800 μm （16 x 50 μm）。削减线长是十分有用的。
EV12DS460A的大局时刻常数与如下三个因数有关：
1. 动态负载电容 （CL） 大约是 0.5 pF （CL=gm.Tf with gm = ΔI/ΔV = ~ 20mA/25mV .Tf 晶体管前向瞬变时刻 = 0.8 ps）
2. 金属信号线的被迫寄生电容（CP）大约是0.5 pF
3. 金属信号线的被迫寄生电感 （LP）大约是 50 pH
在最坏的条件下，大局时刻常量ΣT可依据下式核算：
ΣT = Zout.CL + Zout.CP + LP/Zout， so ΣT = 7.5？。 0.5pF + 7.5 ？.500fF + 50pH/7.5 ？ = 3.75 ps + 3.75 ps + 6.66 ps = ~14 ps
这个时刻常量与DAC数据的35ps上升和下降时刻 （tr/tf）有关。并且，在这一层级上，tr/tf 别离标明整个时钟周期（166ps）的少于20%的时刻，其能发生足够快的时钟边际，支撑10GHz的开始带宽预算，到达DAC的规划方针。
在开始的预算之外，咱们运用一些特别的技能确保DAC的动态安稳性。咱们完成最大过冲（+4%）和最小回弹（-2%）的功能。B7HF200工艺供给低阻抗的镀铜技能，协助进一步调理和改进芯片的要害节点。由此发生的优异的功能（纯洁的6GHz采样）在图4中以阶跃呼应的方式标明。
经过输出脉冲整形进步动态功能
咱们供给四种输出脉冲整形形式（NRZ， NRTZ， RTZ， RF）以协助体系规划师依据特定的输出频带裁剪DAC的动态呼应功能，从而使规划愈加便当。大多数的量化器畸变与开关瞬变有关。任何开关的毛刺都会叠加在最终的输出信号上（图5）。假如能够移除这些毛刺，输出的频谱纯洁度将大大进步。
DAC 脉冲整形的概念图和NRTZ、RF形式的扩展波形为了完成上述的脉冲整形，咱们在每个瞬变环节的边际之前强制把DAC输出截止为0，能够在NRTZ和RF形式的图中看到输出的波形。脉冲整形经过3线串行接口操控，其有两个用户可控的参数：整形脉冲宽度（RPW）和整形脉冲中心（RPB）。假如一切的毛刺都被移除，脉冲中心必定与瞬变边际的中心共同。留意，这种技能献身了少数的输出信号强度（与RPW界说的区域有关）。
上文标明脉冲整形带来的优势。这些数据展现了两种RPW设置（假如您对信号偏置不了解，请阅览这儿）时横跨8个奈奎斯特区间的高达27GHz （采样率fs = 6 & 7Gsps）的频谱。留意采样率的进步显著地扩展了典型的SINC （sin（x）/x） DAC 输出特性曲线。
由于波形整形（H3从-57dBm提到到-69dBm），三次谐波的功能进步了+12dB，极大地进步了DAC的功能。为了比照，咱们在6Gsps采样率，Fout = 2940MHz的条件下运用有波形整形（NRTZ形式）和无波形整形（NRZ形式）发生如下的频谱（图7）。在NRTZ形式下，波形整形带来的功能进步十分显着。
6 GSps，Fout = 2940MHz时的单音频谱，有波形整形和无波形整形
实测的功能
输出3dB带宽最大7GHz，采样率6Gsps确保发生3GHz的瞬时带宽。有用的输出功率在X波段十分显着（图8a）。曲线标明一个第四奈奎斯特区间的11950MHz的单音载波，SFDR为50dBc。这儿4次谐波主导SFDR。这个载波频谱是细心挑选的，为了在X波段的边际，使谐波信号更简单被观察到，由于它们以天然的谐波次序呈现。
假如进步载波频率到K波段（图8），信号参阅设置为在第8奈奎斯特区间的23950MHz，2次谐波主导SFDR（-36.5dBc） 。明显，谐波的纯洁度有显着进步。
这些图线还包括着其他杰出的功能方针。每张图里都展现了中频点的非谐波杂散。这些杂散与DAC 4:1输入多路复用器的不彻底混合信号按捺有关。这些杂散的峰值在-80dBm，相当好。DAC的底噪大约挨近-110dBm。
在试验室里运用单音或多音的信号测验数据转化器并不困难。这些测验的成果并不能彻底标明DAC的功能。当今的数据通信体系在大块带宽上布置杂乱的模块，所以咱们需求更有用的宽带测验办法。这时噪声功率比（NPR）十分有用。它在一个较宽的带宽上测验DAC，能标明信号怎么包括多个非相干窄带频率，以及它们在被DAC混合之时怎么相互影响和相互干与。明显，一款NPR方针挨近抱负n-bit器材的NPR方针的DAC是十分优异的宽带器材。
NPR测验一般由一组高斯噪声功率密度的数字谱完成。对这个数字谱在频域运用（数字）陷波滤波器将在感兴趣的带宽内得到一个“安静”的区域。然后把这个数字谱发送给DAC，NPR的值经过核算陷波表里的功率密度比的平均值得出。关于一个抱负的DAC，陷波内的信号功率只和量化噪声有关。而关于实际的DAC，量化噪声由热噪声、时钟颤动带来的噪声和通道间交调带来的噪声有关。
7Gsps的采样率带来3.150GHz的组成带宽。NPR是42.6dB，等效的有用位数（ENOB）为8.6。留意NPR的平整度一直到3325MHz的方位都相当好。
的第二个NPR特性在22GHz的范围内仿制了3.150/2.700GHz的NPR谱。这时DAC的采样率为7/6Gsps，作业形式是RF形式。这些图线标明进步采样率带来的优势之一。它不只影响DAC发生的最大瞬时带宽，还扩展了高奈奎斯特区间的SINC特性和输出功率。
其他顶级的DAC
德州仪器最近有一款14bit 8.9Gsps RF DAC，运用40nm CMOS工艺，支撑4G LTE的运用。它的SFDR在8.9Gsps（Fout = 4300MHz）时是50dBc［3］。尽管这款DAC能够支撑8.9Gsps的采样率，可是没有任何超越4300MHz的测验数据，而绝大多数的微波频段都超越4300MHz。
Analog Devices公司也在开发一款11/16bit， 12Gsps的DAC （AD9161/AD9162），其RF形式（也叫作混合形式）下的采样率能到达12Gsps。在RF形式下，由于每半个时钟周期数据会反向，好像DAC在以12Gsps的采样率采样。而关于RF形式下的EV12DS460A （图5），数据反向被没有被考虑进标称的采样率（6Gsps）。因而，EV12DS460A和AD9161/62的采样率是相同的。这一点也能够由3GHz的瞬时带宽证明。
Analog Devices的器材在前两个奈奎斯特区间的最佳的SFDR是65dBc （Fclock = 5Gsps， Fout = 4000MHz）。可是，其功能在超越7500MHz的方位急剧下降。输出功率在Fout = 7500MHz时只要 -66dBm，因而它无法在X波段和K波段很好地作业。
结语
EV12DS460的发布给微波工程师带来一款带宽从DC一直到K波段频率的宽带DAC。尽管这款器材并不是仅有的Gsps采样率的DAC，可是好像上文所述，它是第一款组成带宽跨多个奈奎斯特区域，一起坚持优异的频谱纯度的DAC。它为全新的毫米波运用开辟了一个激动人心的新领域。
