在无线射频接收机中，射频信号要通过比如滤波器、低噪声扩大器
及中频扩大器等单元模块进行传输。因为每个单元都有固有噪声，然后形成输出信噪比变差。选用多级级联的体系，前面几级的噪声系数对体系影响最大。为了下降整个体系的噪声系数，有必要下降榜首、二级的噪声系数并恰当进步它们的功率增益，以下降后边各级的噪声对体系的影响[1]。低噪声扩大器LNA(L0W-Noise Amplifier)作为无线射频接收机最前端的要害部件，要求：(1)噪声最小，一起又要求具有必定的增益。(2)要求它有足够大的线性规模。(3)要求它与输入和输出端口有杰出的匹配，以到达最大功率传输或许最小噪声系数，而这两者又很难一起到达，需求挑选一个折衷方案。(4)要求它应具有必定的选频功用，以按捺带外和镜像频率的搅扰。依据低噪声扩大器的上述四方面要求，本文从功耗约束下的噪声最优化、阻抗匹配及小信号增益方面动身，具体评论低噪声扩大器的规划办法，并选用0.25μmCMOS工艺规划一种作业在2.4GHz频率下、可运用于蓝牙体系收发器的全集成的低噪声扩大器。
1 电路剖析与规划
选用电感源极负反馈、单端输入的根本电路方式[2-3]完成的低噪声扩大器(LNA)如图1所示。图中，M1、M2和LS组成电感负反馈共源共栅casocode扩大电路，以获得高隔离度、低噪声系数和杰出的输入阻抗匹配。在输入回路中，Lg1、Lg2与M1的Cgs1及Ls。谐振在2.4GHz，并与输入端50=Ω阻抗相匹配，Cb1为输入端的隔直电容。在输出回路中，Lt与M2漏极的等效电容谐振在2.4GHz。M3、Rref和Rbias组成偏置电路，调理Rref的巨细可控制电路直流作业点和静态功耗。M1栅极的偏置电压首要由Rref和M3决议，而Rbias能够进行微调。
1.1 功耗约束下的噪声最优化
主扩大管M1对电路的噪声奉献最大，首要表现为沟道热噪声和栅感应噪声。依据噪声理论[4-5]，沟道宽度W和静态电流越大，噪声越小，但实践的规划有必要考虑功耗的约束，不行能用增大功耗的办法来减小噪声。本规划的功耗要求小于15mW。下面以此为约束条件推导出怎么挑选M1的尺度以获得最优噪声。
体系噪声系数的近似表达式为：
式中，γ、δ别离为MOS管沟道热噪声系数和感应栅噪声系数，c为这两种噪声之间的相关系数(它们的取值由工艺决议)，ω0是谐振频率，υsat、εsat别离表明电子的饱满速度及速度饱满时的电场强度，Rs为50Ω信号源阻抗，PD为电路功耗，Po为输出功率，Vdd为电源电压，Vod为输出电压的巨细。
由Charter公司0.25μmCMOS RF。工艺能够确认M1可取的最小沟道长度L≌0.241μm，电子饱满速度υsat=76090m/s，电子的有用迁移率μeff=0.03932m2/(υs)，速度饱满电场强度为
噪声系数F与M1尺度选取有着以下密切关系：
式中，QL为输人谐振同路的质量因子，Cgs为MOS管栅源之间的电容，Cpx为MOS管栅氧化层电容密度。由公式(3)、(4)、(5)、(6)、(7)可得：
关于每一个功耗值，都对应一个最佳的Ql,opt值，使该功耗下的噪声系数，最小。运用Matlab数学软件剖析得到在15mW的功耗约束下获得最小噪声时的QL,opt为9.2。代人下式可汁算出M1的沟道宽度为：
本规划中M2的沟道宽度和长度同M1共同，也取为Wm2≌160μm，L≌0.24μm。
1.2 阻抗匹配[6]
低噪声扩大器的输入阻抗可写为：
MOS管的沟道宽度和长度确认后，能够对放人器进行直流静态作业点剖析，确认M1管的直流参数：gml=4.93TImes;10-2A/V，cgsl=2.30TImes;10-13F，Cgdl=O.71TImes;10-13F。依据(11)和(12)式可核算出：Lt≈0.275nH，Lg1+Lg2≈18.86nH。在后边的电路仿真中，对器材参数做了微调，终究取Ls=0.43nH，Lg1=Lg2=8.89nH，这与理论核算十分挨近。Lt与M2漏极的等效电容谐振在2.4GHz下，M2漏极的等效电容可由直流静态作业点仿真剖析得到：Cdd2=0.76×10-13F，然后可算出Lt≈6nH。为了与50Ω的输出负载电阻匹配，由输出阻抗的Smith圆图可确认cb2=o.7pF，CL=O.6pF。
1.3 电压增益
LNA的电压增益首要由输入级的总跨导和输出端的负载决议[7-8]。图2所示的是LNA根本电路的小信号等效电路(这儿疏忽了，沟道调制效应的影响)。其间兄RS为信号源内阻，Rl=ωTLs是LNA输入阻抗的实部，R2≈Q′Lω0Lt是输出阻抗的实部，Q′L为电感Lt的质量因子，ωT是M1的截止频率。当输入、输出回路谐振在作业频率ωo时，由图2可得到输入回路的总跨导为：
M1的小信号电流glmlVin一部分流过M2，另一部分流过M1漏极的等效电容Cl(C1=Cdb1+Csb2)。流过M2的电流为：
当输出端电感Lt与M2的漏极总电容C2谐振在作业频率时，则电压增益为：
因而，增大晶体管的跨导和电感的Q′L值能有用地进步增益。别的，源极负反馈电感Ls的取值对增益也有影响。一般能够选用增大静态电流和晶体管尺度的办法增大跨导，但应考虑电路功耗的约束。本文规划的LNA选用的电感均为CMOS工艺的片内螺旋电感，Q′L值都不高，所以应选用Q′L值高的螺旋电感以进步增益。
2 模仿成果
电路中所有元件取自Chater公司0.25μmCMOS RF工艺库，并悉数集成在芯片内部。运用Cadence的Spec-tre进行了模仿剖析。LNA的S参数如图3所示，由图可知，模仿显现该扩大器的功耗为16mW，正向增益S21在2.4GHz频率时最大值为15dB，反射系数S11小于-23dB，S22小于-20dB。由此阐明低噪声扩大器完成了与输入、输出端口的杰出匹配，并能获得较大的增益。噪声系数的频率响应如图4所示，NF在2.4GHz处获得最小值2.7dB。对线性度进行了模仿，LNA的1dB紧缩点如图5所示，1dB紧缩点为-10.5dBm。表1列出了低噪声扩大器的模仿成果。
本文具体介绍了功耗约束条件下噪声最优化的低噪声扩大器的规划办法，并选用0.251μmCMOS RF工艺规划了一种2.4GHz低噪声扩大器。模仿成果表明，选用2.5V电源时，功耗为16mW，在2.4GHz作业频率下，正向增益S21可达15dB，反射参数S11小于-23dB，S22小于-20dB，噪声系数NF为2.7dB。
