作为两级LED驱动器前端的反激式变换器,该怎么规划？

　　在许多离线交直流LED电源中，单级PFC反激式变换器仍然是优选的拓扑类型。这很大程度上是因为其元件数量少，本钱低，并具有约90%的功率和很高的功率因数，在很宽的沟通输入电压规模内具有很低的线路电流谐波（iTHD）。尽管作业在230-277V沟通输入规模的运用对漏-源最大额外电压的要求高达800V，但只需求一个MOSFET开关。这种变换器中的别的一个要害元件是操控芯片。

　　许多专用的SMPS操控器合适这种运用，它们价格不同，复杂度也不同，可依据要用到的调理类型供给不同的功用选项。为了完成不需求次级端反应电路和光隔离器的变换器，初级端调理（PSR）是优选的技能。它可所以初级电流调理，也可所以初级电压调理，在不同情况下能够选用不同的操控办法。

　　跟着电流负载的添加，单级恒流调理PFC反激变换器需求运用大电容，因为输出电流中存在过多低频纹波。在这种情况下，常常选用两级规划办法，即由具有恒压调理功用的PFC反激式变换器做为前端，用于战胜纹波问题的恒流调理降压级电路做为后端。

　　在这种两级解决方案中，前端PFC反激电路需求通过电压调理为后端供给一个中心总线电压，反激电路运用变压器（更精确地说是耦合电感）的辅佐绕组供给用于调理输出的电压反应。运用这种直接感应办法能够在很宽的线路负载规模内到达±5%的精度，而且不需求任何光隔离器，因而对许多运用来说这种办法很有吸引力。

　　恒压PFC反激式变换器

　　与前向和LLC谐振变换器等SMPS拓扑比较，反激规划选用的元件数量较少，规划复杂度相对比较简单。其它拓扑也要求两级办法，一般要求从有源前端升压功率因数校对级供给安稳的直流总线电压，这就解说了为什么这些拓扑只在高端和更高功率等级的场合运用。作为升压变换器的一种衍生产品，反激变换器实际上是进行直接能量传递，即在初级MOSFET导通期间将能量存储在电感中，当MOSFET开关关断时再开释出来。其根本概念如图1所示，完好的原理图如图2所示。在功率因数校对方面，沟通线路输入被馈送到一个桥式整流器，用于为转化产生非滑润的直流总线电压。

　　图1：包括首要元件的反激式变换器架构的根本概念图

　　图2：元件数最少的单级稳压反激式交直流变换器规划的完好原理图

　　在这个比如中，IRS2982S操控器芯片作业在临界导通形式（CrCM）。它运用变压器辅佐绕组向芯片供给所需的退磁信号，然后触发随后的开关周期。这种特别的操控器具有最小关断时间约束，因而在轻负载条件下，它会转变为非接连导通形式（DCM）。这样能够约束其最大开关频率，防止MOSFET、变压器和缓冲器呈现过热。

　　当栅极驱动脉宽小于MOSFET高效开关所需的最小限值时，将主动进入突发形式作业。

　　内部精细基准和跨导型差错放大器（OTA）用于封闭电压调理环路，使得补偿网络连接到电路地，然后供给固有的软发动功用。

　　别的，这种操控器芯片选用了一个全集成高压发动电池，能够直接从整流后的沟通线路向芯片供电，因而体系能够在任何沟通输入电压条件下快速发动，并答应LED在不超越半秒的时间内点亮。

　　耦合电感完成

　　常被称为变压器的耦合电感的规划是影响变换器功率的一个要害因素。真实的变压器会直接传递能量，电流将一起流经初级和次级。而在耦合电感中，电流在某个时间只流经一个绕组，绕组的匝比决议了从次级反映到初级的电压。

　　为了优化功率，初级走漏电感应尽或许低，最好是小于初级总电感量的3%。初级绕组的前一半选用的是“三明治结构的初级绕组”技能，在完成后一半初级绕组之前先绕制次级和辅佐绕组，这样能够尽最大或许减小漏磁。高走漏电感会在MOSFET漏极产生振铃振动并引起高峰值电压，这是因为存储的走漏能量在初级开释而不是传递到输出级构成的，然后降低了变换器功率。这将给功率MOSFET和缓冲器网络带来必定的压力。

　　反激式变换器规划进程

　　就本例中的变换器而言，耦合电感规划和其它元件值能够依据以下标准进行核算：

　　
表1：反激式变换器的参数

　　规划公式

　　匝比等于：

　　辅佐绕组到初级绕组的匝比等于：

　　辅佐绕组到次级绕组的匝比等于：

　　输出电容值能够依据答应的峰峰低频电压纹波进行核算：

　　值得注意的是，即便满意了走漏电感方针要求，在开关关断时仍不可防止地会呈现必定程度的漏极电压振铃，并或许超越额外的MOSFET击穿电压。在每个开关周期内重复产生的雪崩能量会缩短MOSFET寿数。为了防止这个问题，一般需求选用钳位网络或缓冲器。最常见的低本钱解决方案是电阻-电容-二极管（RCD）钳位电路，其间的电容构成安稳的直流源，电阻用于耗散走漏能量。

　　首要，缓冲器电阻值能够依据走漏电感、峰值电流和抱负的缓冲器电压进行核算：