0 导言
多电平变换器因其具有的优势，在高压、大功率运用场合受到了广泛重视，与惯例两电平变换器比较，在常用功率器材耐压等级情况下，能够输出更高的电压和更大的功率，输出电压具有更多的电平数，因而具有较低的输出谐波畸变和dv/dt[1]。多电平变换器电路拓扑首要可分为3类：二极管箝位型、电容箝位型和单相H 桥级联型等[2]。电容箝位型三电平变换器的运用比较老练，操控灵敏，只需求一个独立直流电源，不存在二极管箝位型变换器中主、从功率器材阻断电压不均衡和箝位二极管反向电压难以快速康复等缺陷[3]。
现在运用于多电平变换器的PWM 操控办法首要有：载波调制PWM、空间矢量PWM(SVP原WM)等，尽管SVPWM 操控已经在二极管箝位三电平缓惯例级联H桥多电平变换器中取得了实践运用，可是多电平电路的开关状况数量为其电平数的三次方，当电平数进一步添加时，SVPWM 操控将极端杂乱，因而对五电平以上的多电平变换器，载波调制PWM 优于SVPWM[4-5]。依据载波调制的PWM 办法简单完成，便于扩展，遍及适用于各种多电平变换器，因而在现在是比较常用的多电平变换器开关调制战略。依据载波散布特色，载波调制PWM又可分为消谐波PWM(SHPWM)办法和载波相移PWM(PSPWM)[6]。
本文在电容箝位三电平电路基础上，学习惯例H 桥电路结构，以两个电容箝位三电平桥臂构成一个电容箝位五电平H桥，对其在三相变频器中的运用进行研究[7]。选用消谐波PWM 和载波相移PWM 相结合的调制办法，使电容箝位五电平H桥能够方便地发生五电平输出[8]。从仿真和试验两个方面验证了变频器拓扑及操控战略的有效性。
1 变频器原理剖析
图1 是本文选用的电容箝位五电平H桥变频器的原理图。直流侧电容由两个电解电容串联构成，三相变频器的每一相都包括一个电容箝位五电平H 桥，每个五电平H 桥由两个电容箝位三电平桥臂构成，因而每相都能够得到五电平输出的相电压。每相五电平H桥的输出通过LC滤波器接单相阻隔变压器，三个输出变压器的初级等效于YN 接法，次级选用YN 接法，能够供给输出中线，这种结构可使零序电压直接作用于变压器初级[9]。
图1 的电路结构是电容箝位三电平缓H桥电路的结合。为取得单相五电平输出，一般电容箝位型多电平变换器每相需求8 个功率器材、6 个箝位电容，三相只需求一个直流电源，因为箝位电容数量较多，有必要严格操控各箝位电容的电压平衡以确保变频器的安全运转，这给操控和实践运用带来困难[10]。惯例两电平级联H桥多电平变换器为取得五电平输出需求相同的功率器材，不需求箝位器材，可是三相共需求6 路独立直流电源，并且电平数越多，需求的直流电源数量就越多。图1的电路结构，以电容箝位三电平桥臂构成五电平H 桥，需求的功率器材相同，可是只需求一个直流电源，每相需求2 个箝位电容，归纳了两种电路结构的优势，缺陷是需求接输出变压器，可是变压器的引进进步了输出装备的灵敏性。
选用图1 电路结构的变频器，具有单相五电平输出，能够进一步进步输出电压和功率等级，下降输出THD 和dv/dt，通过选用载波调制PWM 办法，能够进步功率器材的等效载波频率，进一步下降输出滤波器的体积和容量。每个桥臂只要一个箝位电容，不需求考虑不同电压等级箝位电容的电压平衡问题，不同桥臂箝位电容的电压简单坚持一致，选用H 桥结构，各桥臂间的功率也简单坚持平衡，然后下降了操控的杂乱程度[11]。三相之间互相独立，不简单发生彼此搅扰，增强了变频器的可靠性。
2 操控原理阐明
消谐波PWM能够直接用于二极管箝位型、电容箝位型多电平电路，也适用于其他类型的多电平结构，载波相移PWM一般用在级联H桥型、电容箝位型多电平电路[12]。
本文针对图1 的变频器拓扑，选用消谐波PWM 和载波相移PWM相结合的调制办法。
图2 是本文所选用的载波调制原理图，以a相调制波为例进行阐明。假定图2(a)中五电平H桥的两个桥臂自左而右别离为桥臂1 和2，对应图2(b)中，载波uc1 和uc2 为桥臂1 运用的载波，见图2(b)中的实线三角波，载波uc3和uc4为桥臂2 运用的载波，见图2(b)中的虚线三角波，ua为a 相正弦参阅波。载波uc1、uc2和uc3、uc4为幅值、相位彻底相同但方位不同的三角载波，载波uc1、uc2和uc3、uc4 别离对应桥臂1 和2，即常用的消谐波PWM办法，两组载波的相位差180°，桥臂1 和2之间又是载波相移PWM办法，因而图2 所示的载波调制办法是消谐波PWM 和载波相移PWM 的结合。桥臂1 的四个功率器材，Q1和Q4 为驱动互补，Q2 和Q3 为驱动互补，ua 与正向三角载波uc1进行比较，输出作为Q1的驱动信号，当ua>uc1时驱动为正，否则为负，相同ua与负向三角载波uc2 进行比较，输出作为Q2 的驱动信号;桥臂2 的四个功率器材，Q5和Q8为驱动互补，Q6和Q7为驱动互补，ua 与载波进行比较作为Q8 的驱动信号，当ua>uc3时驱动为正，否则为负，相同ua与载波uc4进行比较作为Q7的驱动信号。相同道理，别离以b、c相正弦波作为调制波，即可得到三相五电平H桥变频器一切功率器材的驱动波形。
选用图2 所示的载波调制办法，能够结合消谐波PWM 和载波相移PWM两种办法的优势，前者输出谐波特性较好，后者简单坚持各桥臂间的功率平衡[13]。一起选用这两种办法能使变频器在输出五电平的情况下使等效载波频率加倍，能够下降器材的开关频率，减小开关损耗，进步变频器功率，削减输出滤波器的体积和分量[14]。
3 仿真成果
依据以上变频器结构和操控原理，使用仿真软件PSIM6.0 搭建了体系模型。仿真参数如下：
直流侧电压260V，直流侧电容为3400μF，箝位电容为4 700 μF，功率器材为IGBT，输出L=2 mH，C=50μF，R=50 Ω，输出变压器变比为1∶1;开关频率为3 kHz，调制比为0.9，输出电压频率为50 Hz。
体系仿真波形如下。图3是a相输出PWM电压波形Va及其FFT剖析，从图3(a)能够看到a相输出PWM波形为五电平，其阶梯电压别离为0、±130 V、±260 V，图3(b)为对应的FFT 剖析，谐波成分首要会集在开关频率的2n(n=1，2，3，…)倍频率处，也即6 kHz 的整数倍频率邻近，可见选用这种操控办法，使变频器的等效载波频率进步为本来的2 倍。图4 为通过LC滤波器和输出变压器的a 相输出电压波形Va及其FFT剖析，能够看到电压波形质量较好，谐波含量很小。图5为a相输出电流波形Ia及其FFT剖析，能够看到电流波形挨近正弦波，谐波含量也比较小。
