一 概述
单规矩激型开关电源只运用一支功率开关管，全体电路结构比较简单，在中小功率输出的场合得到了广泛的使用。但这种拓扑结构办法的特色是功率变压器作业于B-H曲线的榜首象限，变压器存在磁心饱满的潜在危险，有必要选用恰当的去磁办法，将功率变压器在开关导通时存储的磁化能量在截止期间泻放或许耗费掉。不然，经过多个开关周期后，因为剩磁作用，变压器的作业点逐步上移，极易因为磁心饱满而发生近似短路状况，导致功率开关管上流过较大的电流，超越其额外值而焚毁。
工程中常用的经典去磁办法包含添加去磁绕组、有源嵌位、R-C-D嵌位法、ZVT嵌位法等，其一起思路是：在主功率开关截止后，经过必定的途径，使变压器中剩下的磁化能量进行泻放或许耗费在无源功率电阻上。
实践上，因为现在的开关电源遍及选用MOSFET作为功率开关，因而仅使用其散布参数也能够较好的完结去磁作业，即选用谐振技能进行去磁。谐振去磁的根本原理为：在功率开关截止后，使用变压器的自感和电路中元器材的散布电容进行谐振，将变压器的磁化能量进行搬运。这样，省去了相对杂乱的去磁规划，使得电路结构得到简化。
二 谐振去磁的作业原理
在剖析使用谐振技能进行变压器去磁的作业原理之前，首要作出以下假定：
(1)整个体系处于动态平衡的安稳状况。
(2)输出电感LO与输出电容CO与参加谐振的散布元件比较，近似为无穷大。
(3)变压器的漏感能够忽略不计。
(4)开关管与二极管均为抱负器材，即开关管导通电阻和二极管的正向压降均能够近似认为是0。
(5)与开关周期和谐振作业时刻比较，开关器材的过渡时刻很短。
关于一个单规矩激型电源，与该谐振去磁办法相关的根本电路元件散布方位如图1所示：
其间，Lm为变压器初级线圈的等效电感;Ct为功率变压器初级绕组的等效电容，与Lm为并联联系;Cs为开关管Q1的漏-源极结电容和为改进其开关环境而并联的外电容之和;C1为输出整流二极管的结电容。
图2为这些元器材等效到变压器初级的示意图。由图中能够看到，Dr的结电容C1等效到变压器初级的电容C2为：
且它与Ct为并联联系。一起，假定输入电压源Vin为抱负电压源，其内阻能够忽略不计，因而在沟通谐振状况时，Cs也与Ct呈并联联系。
在一个完好的开关周期内，谐振去磁的整个作业进程由以下几个阶段组成：
榜首阶段：图3中的T1阶段。在此之前， Q1处于截止状况，其漏-源极上的电压为输入电压Vin， Df续流导通，流过变压器磁心的磁化电流为负值I1(其巨细与方向在后边进一步解说)。从t=0开端，Q1受控导通，主功率变压器磁心的磁化电流Imag为线性改变，由负值逐步变为0，又开规矩向添加。在这一阶段，因为极性联系，Dr导通，Df截止。而C1和Cs的端电压均近似为0，能量由输入端经过变压器耦合至输出负载。假定变压器初级磁化电流在该阶段开端时为I1，完毕时为I2，则I1与I2的联系为：
第二阶段：图4中的T2阶段。在此阶段的开端，Q1受操控信号的作用截止，其漏-源极电压Vds开端敏捷上升。当Vds超越输入电压Vin之后，变压器次级线圈的极性回转，Dr相应截止，Df导通。因为Q1的截止，变压器初级电感Lm与电路中的等效电容Cr(C2、Ct、Cs之和)构成一个并联谐振电路，开端谐振作业，去磁电流Imag开端以正弦形状改变并流过谐振电路。由电路理论能够得知，一个L-C并联电路以谐振办法作业时，电感上的电流与电容上的电压均为正弦形改变，且相互相位相差90度，参加谐振的电感和电容所存储的能量相互沟通。因为Cr在前一阶段的端电压为0，没有存储能量，而Lm中的能量在开关截止前到达了最大值，因而Lm与Cr发生能量沟通;该阶段的继续时刻为T2，且T2为一个完好谐振周期的一半。
Cr上的电压由0所能够到达的最大值为：
而Q1漏-源极电压Vds在Cr到达最大值时，也到达最大值：
这样，到了该阶段的晚期，激磁电流Imag到达负向的最大值。因为体系处于安稳的动态平衡状况，且能够彻底去磁，因而其值等于-I2。此刻， Q1漏-源极电压Vds等于输入电压Vin。
这一阶段的等效电容Cr为：
谐振频率为：
由初始条件，能够得到磁化电流与等效电容电压的改变别离为：
在上述两个阶段，变压器中磁场强度H的改变与磁化电流Imag的改变相共同：当T1阶段，H向正方向添加;而在接下来的T2阶段，因为谐振作用，H向反方向改变。这样，经过谐振使变压器的激磁能量进行了搬运，而且终究完结了磁化电流的反向活动，然后到达了去磁的意图。
第三阶段：图5中的T3阶段。在此刻刻段内， Q1依然坚持截止状况，因为前一阶段Cr上的电压谐振地改变为0，因而Q1两头的电压为Vin。当Cr上的电压妄图继续谐振，进一步下降时，就导致Dr导通。因而，该时刻段开端时，Np与Ns的端电压均为0，Cr的端电压被嵌位为0，谐振完毕，此刻与Q1并联的Cs两头没有改变的沟通电压，只要安稳的直流电压Vin。Dr与Df均能够看作是处于“导通”状况。而负向的磁化电流因为只要Df-Dr-Ns这样一条通路能够继续活动，且磁化电流I1在这一阶段坚持安稳的负值I1不变，这种作业形式一向继续到下一个开关周期的到来。在体系处于安稳作业状况时，且保证每个开关周期都能够彻底进行去磁的条件下，磁化电流I1也等于下一个开关周期开端时的I1，即：
假如电路的谐振频率刚好等于开关管截止的时刻，则Ts的继续时刻为0。而假如谐振周期大于Tr，可能会呈现I1与I2不相等的状况。在这种状况下，下一个开关周期开端前半个谐振周期未完毕，因而主功率开关上的漏-源极电压在每个开关周期开端时超越Vin;这样，会添加开关损耗。一起，也无法有用的完结变压器的彻底去磁。
三 谐振去磁的特色及谐振频率挑选：
1 下降了对操控电路的50%占空比的要求。单规矩激型开关电源在实践工程中一般选用在主变压器中添加第3个绕组的办法进行去磁。因为遭到开关管的耐压值的约束，一般将去磁绕组与初级绕组的匝比定为1：1。这样，最大占空比只能到达50%。一起。为了削减开关管关断时的电压尖峰，复位绕组和初级绕组在工艺上要求严密耦合，因而变压器的规划和加工工艺比较杂乱。而谐振去磁只要求在开关管截止期内，至少保证能完好进行半个谐振周期作业。而经过谐振频率的挑选和谐振元件参数值的调整，能够充沛保证做到这一点。这样，占空比不再受50%的要求，电源能够作业于较宽的输入电压规模。一起关于简化电路结构也很有含义。
2 比照惯例的去磁绕组法与谐振去磁，能够看出，惯例的去磁绕组法中，磁化电流一直能够认为是非负值，在开关导通时线性增加，在开关截止时线性削减。因而其B-H特性为第1象限;而谐振去磁的磁化电流在每一个周期内有一段时刻为负值，因而归于双向磁化电流改变。在挑选较大的磁感应强度摆幅(ΔB)进行功率变压器规划时，在防止磁心饱满方面，谐振去磁具有更多的优势。
3 由理论剖析和后边的桌面电路实验的实践波形能够看出，谐振去磁时，开关管漏-源极电压波形为较为润滑的半正弦波，而去磁绕组法为波形边际较为峻峭的脉冲方波，前者无疑比后者具有更小的高次谐波重量。因而，关于开关电源的EMI问题也有所改进。
4 谐振去磁中，谐振元件参数的确认
在选用谐振去磁时，为以保证在开关截止期内能够完结半个谐振周期的去磁进程，需求细心确认谐振元件的参数。因而，在理论剖析的基础上，有必要在实验中细心观察各种作业状况下开关管的漏-源极波形，以确认比较适合的谐振频率。
在挑选谐振频率时，需求对开关管的额外电压和去磁作用相互之间的对立进行归纳考虑。现在在中、小功率使用场合中，单规矩激功率变压器的初级电感量一般为几十到几百微亨，而开关管的结电容一般为几百到几千pF，这样，在只是使用初级电感和器材结电容进行谐振去磁时，谐振频率一般都能够到达几百kHz或许更高。而为了下降主开关管在谐振上的电压应力Vds，有时需求在开关管Q1或二极管Dr两头并联必定数量的电容以恰当下降谐振频率。可是，该电容的容值不能过大，不然会导致无法彻底进行谐振去磁的问题。
图6是在相同的占空比条件下，挑选不同的谐振参数时，开关管漏-源极的典型电压波形。图中：
(1)是挑选比较恰当的谐振频率后的抱负电压波形，其形状与上节理论剖析的共同;
(2)是谐振频率挑选过高时的波形。在变压器的各个参数均确认的条件下，等效电容Cr较小时是这种波形。从图中能够看出，尽管其根本形状与(1)彻底相同，也能够敏捷完结去磁进程，可是因为等效电容较小，因而谐振频率较高，相同的变压器初级激磁能量导致等效电容Cr上的谐振电压V2的幅值远超越了V1。这样就要求主开关管的耐压更高，添加了本钱。
(3)则是在开关管、输出二极管的两头并联的电容过大，导致谐振等效电容Cr过大，因而谐振频率较低，乃至无法彻底满意在开关管的截止期内完结谐振周期一半的作业。由前面的剖析可知，体系动态平衡时，彻底的去磁条件是每一开关导通期开端的磁化电流应该与上一开关截止期末的磁化电流相同，明显(c)中的去磁进程没有彻底完毕，在输入电压较低，开关导通时刻较长时更是如此。在电路规划与实验中，要尽量防止这种波形的发生。从这些图也能够看出，工程规划中，有时为了下降功率开关管的损耗，在其两头并联电容，这样会对谐振去磁的作用发生影响，因而需求归纳考虑。
四 规划实例：
在上述理论的指导下，进行了使用谐振技能去磁的实践单规矩激电源的桌面电路实验(12V/20W);而且在此基础上，完结了某类型产品的初样件规划作业。其根本原理见图7。
在该电路中，操控器材选用UC1843(LCC20封装);开关频率设为近300kHz，最大占空比挑选60%左右;开关管Q1为2N6798(IRF230)，其Coss为250pF;整流二极管Dr选用15CLQ100，变压器磁心选用MAGNETICS公司的RM6磁心，初级线圈为8匝，次级线圈为9匝。磁心的初级线圈电感量经过实测为160μH左右，次级整流二极管未并联电容，而初级MOSFET并联510p电容;输入电压规模为23V—33V。所测得的Q1漏-源极波形在最低输入电压和最高输入电压时的状况，如图7所示(两图中的横坐标为时刻量1μs/格;纵坐标为电压量20V/格)：
经过对实践电路功率MOSFET的漏-源极电压波形实测，能够看出这种磁心复位办法的作业进程。从图中能够大致推测出其去磁时的谐振频率大约为300多kHz.。而实践的电路参数核算也大致在此规模。对实践规划的电源产品别离进行了高低温条件下长时间接连通电实验，其作业功能安稳，证明了该办法的技能有用性。
