随同DVD、MP3、MP4、智能手机等越来越多的便携式音频设备的呈现，这些设备的电路板规划空间越来越缺乏。如今，依据特定功用规划处理方案的尺度，在预期功用的条件下将需求的组件数量降到最低，显得越来越重要。将音频信号传输到耳机，一直以来都运用DC 隔绝电容，除此之外，其他代替的处理方案，不是有先天的约束，便是过于简单化而不切实际需求，不被商场认可与承受。
本文特别着重在耳机放大器架构，除了阐明其优缺陷，也介绍全新的处理方案，该处理方案可处理某些耳机放大器架构所构成的问题。
不同的耳机放大器装备
不选用大型 DC 隔绝电容驱动耳机的其间一种传统办法，是将衔接器的接地接脚偏移到中轨，也便是 VDD/2 （VBIAS）。由于大多数消费性耳机放大器都是单一供给电源，因而，要到达杰出的动态规模，仅有的办法是以 DC 将音频偏移到 VDD/2，使信号能晃动到接地及 VDD。由于接地接脚衔接 VDD/2，因而其间首要的缺陷是，只需衔接 到Hi-Fi 放大器或以电源驱动的喇叭等接地为实在接地 （亦即 0V） 的外部设备，就会构成接地回路问题，并引发不必要的噪声或规划问题。
图 1. 含偏移接地套管的输出单端耳机放大器
如图 1 所示，最传统的耳机放大器架构是含 DC 隔绝电容的单端放大器。
图 2. 含 DC 隔绝电容的单端耳机放大器
从中可看出，耳机驱动的输出偏移到 VDD/2 （VOUT），而音频从 VDD 晃动到接地。其间需求 DC 隔绝电容，才能将移除此偏压，让信号在接地周围有用晃动，也便是在 –VDD/2 至 +VDD/2 之间晃动。此架构的长处是可以运用规范的耳机接孔，可是，这类办法的首要问题在于低频率呼应。耳机阻抗一般是 16Ω 或 32Ω，而输出电容及耳机喇叭阻抗两者会构成高通滤波，其截止频率为 3dB，如等式 1 所示：
（等式 1）
截止频率有必要在耳机的音频频带规模内，此频带会因制造商的不同而有所差异，但一般的规模是 20Hz 至 20kHz 之间。为了不使低声频频率衰减，高通滤波的截止频率至少有必要大约是 500Hz 以下。
将等式 1 改写为等式 2，即得出：
（等式 2）
关于 100Hz 的截止频率及 16Ω 的耳机喇叭阻抗，电容有必要是 110μF。关于需求小体积尺度的状况而言，这会构成电容值及实体尺度过大，并且使得本钱过高。许多工程人员只能改用 22μF 的较小电容，不过这会影响耳机的低频率传真度，而导致低声呼应欠安。
各种履行都有其优缺陷，不过，关于需求较佳音频并防止潜在接地回路问题或大型 DC 隔绝电容的规划人员而言，一种称为接地置中或「无电容」的较新架构开端备受瞩目。
TPA4411、TPA6130A2 及 TPA6132A2 等由德州仪器供给的接地置中或 DirectPathTM 耳机放大器运用立异的做法来省却一般运用的 DC 隔绝输出电容。其做法并非将音频偏移至设备内的 VDD/2，而是整合了一颗电荷泵并供给一组负电源轨，从而让耳机放大器在正电源轨 （VDD） 与负电源电压 （VSS） 之间晃动。这彻底不需求任何偏移，因而不再需求输出的高通滤波。这可以让耳机喇叭播映整个音频频带，供给更好的音质。
图 3. 含整合式电荷泵的接地置中 DirectPathTM 耳机放大器
图 4 显现该高通滤波器的频率呼应怎么跟着不同的 DC 隔绝电容发生改动。关于 16Ω 的固定负载阻抗，只需改动输出 DC 隔绝电容，截止频率便会随之改变。结果是当电容值减小，截止频率就会进步，并且越少音频低声内容能被传输到耳机喇叭。
图 4. 输出频率呼应比较
这种做法看起来很抱负，不过，由于整合式电荷泵的低效运作，相较于含偏移接地套管或大型 DC 隔绝电容的传统耳机放大器，接地置中耳机放大器会耗用较多的电源，而稍微缩短体系的电池运用时刻。为处理这个问题的立异做法是运用改进的 Class-G技能。
Class-G 技能
在 AB 类放大器的接地置中架构做法中，放大器总是以最高电源电压运作，这表明，关于音频的无噪声阶段而言，整个输出 FET 的电压降幅适当大。以锂离子电池为例，一般的电池电压规模是 3.0V 至 4.2V。假定电池供给 3.6V 的电压，图 5 的赤色箭头表明播映输出音频时整个输出 FET 的电压降幅。
图 5. AB 类接地置中耳机放大器运作
假定放大器的静态电流相较于流向负载的电流来说十分地小，即可计算电池电流与输出电流呈正比。
（等式 3）
图 6 显现 AB 类接地置中耳机简易示意图。跟着音频的改动，整个输出 FET 的电压降幅也会改变。设备的功率损耗是电压降幅乘以电池电流 （IBATT） 所得的乘积。
图 6. AB 类接地置中耳机示意图
G 类放大器一般运用多个电源电压，以发挥比 AB 类放大器更高的功率。在本例中，TI 最新的 G 类 DirectPath 放大器 （TPA6140A2） 首先将电池电压下降至较低的电压值，然后切换至低信号强度的低供给电压 （1.3V），并且只要在信号强度超出该低电源电压轨时，才切换至较高的电源电压 （1.8V）。这些适应性电源电压轨的升降速度高于音频，因而可防止失真或削波。此外，由于一般倾听的音频低于 200mVRMS，因而电源电压一般是最低值 （亦即 1.3V），并且供给优于上述 AB 类放大器的功率。在音频的无噪声阶段期间，整个电源轨的电压会下降，并且信号适当小。当音频变得大声时，放大器会切换至较高的电源轨，然后切换回较低的电源轨，导致整个输出 FET 的电压降幅缩小。图 7 的赤色箭头表明此电压降幅。
图 7. G 类接地置中耳机放大器运作
其间的技巧是规划将电池电压下降至较低电压的放大器，并运用适应性电源轨 （别离有负电源轨） 下降播映音乐时整个输出 FET 的电压降幅。其间一种完成这类放大器的办法是，运用电荷泵作为图 8 所示的步降区块。某些工程人员偏好这类做法，原因在于步降电荷泵仅需求相对较小的奔驰电容（flying capacitor） （1μF 至 2.2μF），而这也是相对较小的组件
图 8. 含电荷泵步降转换器的 G 类接地置中耳机简化示意图
这类处理方案的首要缺陷是电荷泵的功率极差，并且这类处理方案无法则电池运用时刻延伸。较好的做法是整合 DC/DC 步降转换器，以有用下降设备的内部电源电压，并削减电池电流。
图 9. 含 DC/DC 步降转换器的 G 类接地置中耳机简化示意图
图 9 显现 G 类接地置中耳机简化示意图。假定放大器的静态电流远小于流向负载的电流，即可推估电池电流是输出电流的分数 （见等式 4）。同样地，跟着音频的改动，整个输出 FET 的电压降幅也会改变。此设备的功率损耗是电压降幅乘以电池电流 （IBATT） 的分数 （VDD/VBATT） 所得的乘积，因而，此设备将流失较少的功率。
（等式 4）
运用此处理方案的 G 类 DirectPath 耳机放大器为 TPA6140A2。此处理方案需求将外部电感用于步降转换器，可是，由于输出电流适当小，并且降压转换器的切换频率相对较高，因而可运用适当小的芯片电感，也便是 2.2uH 、 800mA 的 0805 尺度电感。这可以使处理方案的功率进步，而没有上述电荷泵办法的电路板空间缺乏的缺陷。
AB 类及G 类接地置中架构的电池运用时刻比较
为证明 G 类 DirectPath 耳机放大器的功率优于传统 AB 类处理方案，咱们在实验室进行了一项测验。图 10 是一般接地置中耳机与 TPA6140A2 的比较。其间，两个放大器都接上充溢电力的锂离子电池。音频输入来自 PC，而输出驱动各个 32Ω 耳机。两个放大器继续播映相同的音频，并且以固定距离丈量电池电压。
下图的 Y 轴表明电池电压，X 轴表明时刻。绿线表明一般的接地置中耳机放大器，蓝线表明 G 类耳机放大器。
图 10. AB 类与 G 类接地置中耳机放大器的比较
相较于 AB 类 DirectPath 实作，TPA6140A2 可延伸 50 小时或 45% 的电池运用时刻。
关于耳机放大器功率而言，有必要考虑全体的体系功耗。举例来说，当今耳机的输出功耗远低于 MP3 编译码器的功耗。在未来，当这类编译码器功用提高到下一个制程技能节点时，该功用的功耗将进一步下降，但耳机放大器的输出功耗需求则不会下降。这表明，耳机放大器的功率将在下一代平台中扮演更重要的人物。图 11a 至 11b 阐明晰这一点：
图 11a.当今MP3 播映电流耗用量的典范
图 11b.两年后 MP3 播映电流耗用量的典范
图 11a 显现 G 类耳机放大器的均匀电流耗用量大约是运用处理器的 10%。可是，几年后，当运用处理器电流下降至大约 10mA 时，G 类耳机放大器的电流耗用量将约为 现在的30%。
定论
电池运用时刻一直是便携式运用的重要课题。比较含输出 DC 隔绝%&&&&&%的传统 AB 类放大器，接地置中耳机放大器的音频功能较佳，可是由于需求运用电荷泵而使得功率下降。只要在信号强度需求进行切换时，才会切换两个以上的电压电源轨，使得 G 类放大器可以提高功率，也削减了不必要的功率损耗。TPA6140A2 等 G 类 DirectPath 耳机放大器结合了接地置中耳机放大器及 G 类放大器的长处。这可以有用下降不必要的放大器功率损耗，终究使得电池运用时刻延伸。
