（文章来历：电子学报，作者：黄显洋 , 李树荣 , 姚素英 ）
本文提出了一种新颖的扩大器结构。它由两部分组成：前面为跨导扩大器，后边则是由电阻反应构成的跨阻扩大器，两种扩大器的组合构成了具有高输入阻抗、低输出阻抗的电压扩大器。与一般扩大器不同的是，在咱们规划的作业条件下，它输出端的极点简直不受负载电容的影响。用该扩大器作为预扩大级，驱动一单级主扩大器所构成的两级运放在负载电容为4pf的情况下完成了超越1GHz的增益带宽积，瞬态剖析的成果标明它能够在10ns内到达0。01%的精度（闭环增益为8），而功耗仅有25mW，远低于同功能其他结构的扩大器，非常合适作为高速高精度流水线模数转换器中的首级余量扩大器运用。
流水线ADC以其高速高精度低功耗的长处得到广泛应用。近些年来，流水线ADC开展的趋势是经过削减每级的位数，下降对电路中首要功耗元件余量扩大器增益带宽积（GBW）的要求，然后下降整个体系的功耗。但由于每级多位的结构能够明显进步ADC的线性，而且能够削减总的级数以及放低对后边各级精度的要求，所以在高精度的场合有利于功能的进步和功耗的优化。由于上述原因，许多高精度的ADC选用榜首级多位的结构，这样就要求首级余量扩大器有较大的闭环增益，对它的增益带宽积提出了很高的要求，规划高增益带宽积低功耗的运算扩大器成为完成这种高速高精度流水线ADC功能的要害。
流水线模数转换器中常用的运算扩大器有：Miller补偿的两级结构图1（a），单级结构图1（b）以及带有预扩大级的两级结构图1（c）。Miller补偿的南北极结构长处是直流增益高，可是该扩大器主极点在内部，而输出端还存在一个方位较低的非主极点，这大大约束了它的速度，而要将非主极点推到较高的频率需求添加很大的功耗。单级扩大器主极点在输出端，内部没有方位较底的极点，而且经过选用共源共栅结构或许增益自举（gain-boost）技能相同能够到达很高的直流增益，因而非常合适应用在高速场合。可是当扩大器需求作业在较低的反应系数下即完成大的闭环增益时，单级扩大器所需的功耗敏捷添加，这是由于：单级扩大器的增益带宽积为gm/C1（gm为扩大器输入管跨导，C1为输出端有用负载电容），其环路增益带宽约为fgm/C1（f为反应系数），当负载电容一守时，为到达规则的速度（速度决定于环路增益带宽），反应系数的减小要求扩大器跨导增大;在管子尺度必定的情况下，跨导与电流的平方根成正比，即反应系数减小一半，扩大器功耗添加为本来的四倍。
Miller补偿的两级结构也存在相似的问题。带有预扩大级的两级扩大器（跨导自举扩大器）是在单级扩大器的基础上参加一高速预扩大电路（如图1c所示），该预扩大电路一般只需到达几倍的直流增益，但有必要有很大的带宽，即不引进较低频率的极点，以确保两级运放的安稳性。该结构扩大器的增益带宽积为Agm/C1（A为预扩大电路的直流增益），预扩大级的参加使整个扩大器的增益带宽积进步为本来的A倍，而这只是以预扩大电路自身较小的功耗为价值，因而在需求很高增益带宽积的扩大器时，带有预扩大级的南北极结构是较抱负的挑选。
在规划预扩大电路时，特别是在高速电路中，首要难点是添加它的带宽，使预扩大电路一切的极点都远离整个扩大器闭环作业的3dB带宽，这样才干确保扩大器闭环作业的安稳性。一般的预扩大电路如图1（c）所示，它在其输出端引进值为1/（gMLCeff）的极点（gML为管ML的跨导，Ceff为预扩大电路输出端（节点①）的等效负载电容，首要是管M2的栅电容）。
电路规划中，为了取得大的跨导，管M2尺度一般较大，带来的问题是较大的寄生栅电容，然后导致节点①处的极点频率较低，影响整个电路的速度或安稳性，而要将该极点推倒足够高的频率，需求较大的功耗。本文下面要介绍的是咱们规划的一种结构新颖的扩大器，用它作为预扩大级能够处理一般预扩大电路由于负载电容较大带来的安稳性问题，而且不需求添加太多的功耗。该扩大器驱动一单级扩大器所构成的南北极运放在有用负载电容为4pf的情况下完成了超越1GHz的增益带宽积，其功耗与同功能的其他结构扩大器比较大大下降。
扩大器结构及作业原理
咱们所规划的扩大器如图2所示，它由两部分构成，虚线左边为折叠共源共栅的跨导扩大器，右侧则是由电阻反应所构成的跨阻扩大器。跨导扩大器的特点是高输入阻抗和高输出阻抗，而跨阻扩大器则是低输入阻抗和低输出阻抗，它们的结合构成了具有低输出阻抗的电压扩大器。下面临该电路进行详细解说。
为简化剖析，疏忽非要害节点极点的影响，将扩大器简化为图3所示的等效电路：Ro1、Ro2、C1、C2别离为节点①、②处的等效电阻和有用负载电容;Rf为反应电阻，它别离衔接于共源扩大器的输入和输出端，构成电压并联负反应，下降该级的输入输出电阻;gm1、gm2则别离为管M1、M2的跨导。由于Ro1、Ro2均为很大的电阻（远大于1/gm1或1/gm2），其影响能够疏忽不计。需求特别指出的是，该电路的规划有必要满意C1≤C2（实践电路中一般都很简单满意该条件），下面的评论都是在这个条件条件下进行的。
依据基尔霍夫电流规律列方程：
gm1Vi+VxsC1+（Vx-V0）/Rf=0（1）
gm2Vx+V0sC2+（V0-Vx）/Rf=0（2）
解方程组得：
由传输函数看出，该扩大器能够等效为一二阶体系，其直流增益为：
A=gm1（Rf-1/gm2）（4）
它的极点便是方程1+s（C1+C2）/gm2+s2C1C2Rf/gm2=0的根，值为：
其间，
由于C2≥C1
所以，C≈C1，C1+C2≈C2（7）
当Δ≥0即C1+C2≥gm2RfC时，方程有两实根，即扩大器有两个实极点
由式（8）、（9）看出，跟着C2的添加极点s1的绝对值明显减小，即极点频率随C2的增大而下降，这不利于扩大器的安稳。
当C1+C2
公式（10）标明，共厄极点的实部取决于C1，简直不受C2值的影响。合理的电路规划能够确保C1是一个很小的值，然后使整个电路的极点坐落很高的频率。
由上面的剖析能够得到以下定论：当C1≤C2，而且C1+C2模仿成果
使用咱们所提出的预扩大电路，规划了图4所示的运算扩大器。它是两级结构，前级为预扩大电路，后级为套桶式扩大器。
若需求更高的直流增益或许较大的输出电压摆幅，图中所示单级扩大器能够选用增益自举扩大器。
该南北极运算扩大器用于完成8倍的闭环增益，用0.35μmCMOS工艺模型在Spice中进行模仿，模仿的电路示意图见图5。当输入为0.125V的阶跃信号时，Hspice瞬态剖析的成果如图6所示：
由模仿成果得到运算扩大器的各种参数值如表1所示：
若去掉预扩大级而只是选用后边的单级扩大器，即便将输入管的尺度加倍，也需求高达80mW的功耗。而且增大输入管的尺度会使扩大器的输入端寄生电容添加，而应用于流水线ADC中时，该电容会影响ADC的各项功能。
与单级扩大器比较，图4所示电路还有一个杰出的长处：输入共模规模大。当然单级电路也能够选用折叠共源共栅结构来添加输入共模规模，但选用这种结构会使功耗大大添加。
关于预扩大级，从Hspice的输出文件中提取各项参数代入（4），（10）中进行核算，核算成果与模仿成果比照如表2：
能够看到，理论核算值与实践模仿成果非常挨近，证明了前面所做推导的正确性。
总结
本文介绍了一种适用于高速高精度流水线ADC的运算扩大器，它是带有预扩大级的两级结构。其间，用做预扩大级的扩大器是由咱们特别规划的，它在负载电容较大的情况下仍能到达很高的带宽，咱们对它的传输函数进行了理论推导，模仿成果证明了推导定论的正确性。用0.35μmCMOS工艺所规划的该类型运算扩大器在负载电容为4pf的情况下，完成了超越1GHz的增益带宽积，功耗仅为25mW，远低于同功能其他结构的扩大器。
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