DPGA（数字可编程增益扩大器）是一种有用的信号处理元件，在模数转换器有必要获取广泛动态规模内的信号时运用。假如不能包容输入信号振幅以便匹配和有效地运用模数转换器跨度，低输入或许不能以满足的分辨率数字化，高输入或许会超出模数转化器额外的边界，而且彻底丢掉。
现有的DPGA规划一般将一个乘法数模转换器并入一个运算扩大器的反应回路中，从而使乘法数模转换器的输入代码确认扩大器的闭环增益。现有的几种单片电路DPGA运用这种拓扑，如凌力尔特的LTC6910和美国国家半导体的LMP8100。 可是，DPGA的数字增益操控位有时不方便供给，而且这些设备的输出跨度或许缺乏，例如，缺乏以对接±10V模数转换器输入跨度。 此外，这些设备的可用增益设置的分辨率一般很不准确，例如，每步增益2:1（2-to-1），这些设备的功耗有时很大。与之相反，本规划实例介绍一种选用发散指数曲线理念的新式DPGA。
最简略或规划者最为熟知的波形莫过于e-t/RC收敛指数，即，将一个起先充电到输入电压VIN的初级RC电路渐进放电到零，其间，当t=T=loge（2）RC时V=VIN/2，当t=2T时V=VIN/4，当t=3T时V=VIN/8，依此类推。规划者或许不太熟悉但仍然简略的波形是，用组成一个负电阻的有源电路替代R时（图1）的同一RC拓扑。运用-R替代R，以便使RC时刻常数为负：-RC和波形函数生成发散指数VIN×e+t/RC。之后，波形并没有收敛到零，而是在理论上发散至无穷大。当t=T时V=2VIN，当t=2T时V=4VIN，当t=3T时V=8VIN，依此类推。因而，不论输入电压有多低，只须在发动负放电之后等候t=log2（V/VIN）T。
发散指数和负时刻常数是DENT（发散指数负时刻常数）DPGA拓扑（图2）的核心理念。 当AMPLIFY/TRACK（扩大/盯梢）操控位转向逻辑“1”时，运算扩大器跟从器的两个时刻反向增益生成一个负时刻常数：-（R+1RON）（C+CSTRAY）=-14.4ms，其间，RON是CMOS开关的导通电阻，CSTRAY是C（图3）周围的寄生电容。它还会生成一个发散指数：VOUT（t）=VIN×2（t/10ms+1）。由此，增益是2（t/10ms+1）。扩大操控位的1ms时刻分辨率供给1.07：1=0.6 dB=33步/十进增益编程分辨率。图4显现自盯梢/扩大逻辑改变开端后的电压增益与时刻的联系。
与单片电路PGA不同，DENT运用别离元件，如运算扩大器和开关，所以它能够很容易地经过挑选恰当的器材和电源归入参数，如I/O电压跨度（负输入和10V扩大器）。指数生成计时的准确性和可重复性、ADC采样和RC时刻常数的稳定性限制了扩大器在增益编程准确性和颤动方面的实践功能。在示例电路中，当T=14.4ms时，1ns的扩大器计时过错或颤动相当于0.007%的增益编程过错。 值得幸亏的是，常见的微操控器和数据收集设备简直都配备有可编程定时器/计数器硬件，这一般使准确可重复的扩大/盯梢操控的数字生成变得垂手可得。
在模仿方面，或许存在保存增益设置准确性和下降RC组件高精度要求的自校准算法，但它们现已超出了本规划实例的评论规模。
许多现代功率MOSFET在5V 时到达导通电阻的低值，甚至在栅极到源极电压为5V的情况下也可到达。可是，关于大功率MOSFET，特别是绝缘栅极双极晶体管（IGBT），工程师更期望栅极到源极电压为12V~15V，因为这些电源开关的导通电阻在高栅极到源极电压情况下会进一步下降。例如，世界整流器公司（International RecTIfier）的17A额外IRFR024功率MOSFET有一个0.075Ω的导通电阻（参考文献1）。当栅极到源极电压为12V时，该器材的导通电阻与栅极到源极电压为5V时的导通电阻比较，下降到其值的41％。当开关电流为10A时，该器材的功耗比栅极到源极电压为12V时的功耗少6W。
IC1是美国模仿器材公司（Analog Devices）推出的一款ADuM5230集成电路阻隔式驱动器。它能够将5V的输入电压提高到足以驱动MOSFET导通电阻到一个低值的水平，最大极限地削减功耗（图1）。 可是，在低开关频率的情况下，IC的高端内部18V箝位耗费该集成电路从低端5V电源取得的能量（参考文献2）。
可是，ADuM5230的输出电压未经调理。 幸亏，该集成电路的一个调理引脚能够用来操控设备内部脉宽调制器（PWM）的占空比，将占空比的值从1降至约0.1。当调理引脚为翻开时，默许占空比的值为0.55。当调理引脚连接到5V电源时会呈现占空比的最低值。
IC2是安华高科技公司推出的一种ASSR-1219高档光MOSFET器材，用于操控调理引脚的电压。该光MOSFET的输出端之间有一个0V饱满电压。因为经典光耦合器具有一个双极光电晶体管，在这种情况下用它作IC2不太适宜。双极光电晶体管有0.4V的饱满电压，而且，一个一般光耦合器的电流传输比（CTR）在挨近饱满输出时将明显下降。 当IC1的高端输出电压的负载很轻或许能够疏忽时，考虑将调理引脚的电压转为外部电压电平。
有些时分，IC1的高端输出电压VISO会超越VZ（IF）+VFLED~13.5V的约值，其间VZ（IF）是D2的正向电流IF的稳压二极管D1的电压，VFLED是IC2的发光二极管D2中的最低正向电压。IC1超越了这个值，电流开端从D2流过，D2输出的MOSFET开端导电。 IC2的制造商为开/关操作而规划此器材，主张运用的正向电流至少为0.5mA（参考文献3）。
当IC2输出的MOSFET处在信号等级负载情况下，几十微安经过发光二极管的正向电流导致光MOSFET的导通电阻值从简直无穷大变为几千欧姆。调理引脚的电压电平上升，而IC1的两个PWM的占空因数下降。这一行为建立了一个阻隔式负电压反应。 因而，IC2中MOSFET和发光二极管的温度对电路的功能影响极小。在轻负载情况下，5V电源的电流负载远远低于运用翻开调理引脚的IC1的电流负载。
测验时，卸载IC1的默许电源电流为约94.6 mA。在电路中有反应的情况下，该值会降到31.7mA。在重载情况下，IC1高端的输出电流上升到约20mA，而且占空因数主动上升到一个高于默许电源电流的恰当值。因而，输出电压在大约3.7mA ~ 22.6mA的规模内为13.5V。电路的功率功率为20％或更高。在输出电流为4.5mA的情况下，功率功率为20.5％，而IC1的功率功率约为15％。在电流为3.7mA的情况下，电路的功率可达20％。该值大大高于IC1在调理引脚敞开时的13％。
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