低功耗、高性能是音频扩大器一向寻求的方针。近几年来CMOS功率扩大器得到很大开展，选用此工艺将会有用地下降功耗，可是随之而来的问题是怎么获得有用的增益带宽，下降电源等发生的噪声，怎么有用下降谐波失真，在低电源电压下获得近乎满幅的输出，以获得有用的电压输出等。
本文介绍的两级密勒补偿结构的扩大器结构简略，很好地满意了增益带宽及电压输出摆幅的要求。
扩大器的结构
该功率扩大器选用三级扩大结构。输入级为折叠式扩大结构，输入管为p管，以下降闪耀噪声。折叠式输入级的输出，直接作为输出级中p沟晶体管的驱动。
第二级为非反相扩大级，它由一个共源p沟输入管，一个电流镜和一个电流为80μA的恒流源组成。该级电路的重要作用在于为输出级的n管供给合理的偏置电压，以使输出级的两个管子的偏置电压分隔，然后完成AB类输出。
输出级则为推挽式的AB类结构，该结构的特点是p管和n管替换导通，这样输出电压仅丢失一个管子的过驱动电压，有用地进步输出电压的水平，满意在低电源电压下信号的输出驱动的要求。本规划电路输出级的静态电流为1mA。扩大器的输出级和榜首级及第二级之间有两个密勒型的补偿回路，密勒补偿选用了零电阻补偿法，该办法经过将补偿电容CC串联一个电阻RZ，消除了仅由电容进行补偿引起的右半平面（RHP）零点效应，添加电路的安稳性。
npower2线用于省功耗操控，当它的值为低电位时，整个电路不作业，处于省功耗状况。省功耗操控关于便携式体系是十分必要的。
详细结构如图1所，其间Vp1，Vp2，Vn2和Vn2为偏置电压。
扩大器电路安稳性剖析
在未接补偿电容和电阻的情况下，开环呼应的极点频率
f1=1/（2πR1C1）； f2=1/（2πR2C2）；f3=1/（2πR3C3），
式中：Ri和Ci（i=1，2，3）别离是第i级的等效输入电阻和电容，其间R3为输出负载电阻。
带补偿的三级功率扩大器安稳性规划的条件是主极点f1≤fT
图2是未加补偿的带有32Ω负载的三级扩大器的波特相位特性的仿真成果，由此图能够看出，未加补偿前在单位增益频率规模内有两个极点，相位裕度只需36°，电路不行安稳。
图3给出了负载为32Ω的三级扩大器加补偿之后的仿真成果，f1，f2极点经过补偿被有用别离，f1向低频点移动，移动到较低的频率，而f2则移动到fT频率外，到达很高的频率。由f1≤fT
选用两级零电阻补偿的办法将引进两个零点，一个为右半平面（RHP）零点，另一个则为左半平面（LHP）零点。它们的值别离为：ZRHP=1/（CC2/gm3-RZ2CC2）；ZLHP=-1/（RZ1CC1），其间CC1，RZ1，CC2，RZ2别离为榜首级和第二级的补偿电容与电阻，gm3为第三级的跨导。
右半平面的零点存在将会减缓幅值下降，因而使增益交点外推，更远离原点，然后大大下降电路的安稳性，因而有必要将其消除。由右半平面零点的公式，理论上能够推出：挑选零电阻RZ2的值，使其满意RZ2=1/gm3，则右半平面零点被移到无量远处，然后不再对电路的安稳性发生影响。可是在实践的作业电路中由于输出管跨导补偿电阻别离受作业电流、温度、工艺等要素改变的影响，会违背理论值，因而二者持平的要求是不或许满意的。而在实践的规划中也并无此严厉的要求，一般情况下只需零点的方位满意在单位增益频率10倍以上，零点对电路安稳性的影响就可疏忽。
由图3能够看出该电路的相位裕度在开环情况下可达86.6°，此刻增益带宽为100MHz，电路的安稳性得到很大进步。
下面将别离评论左半平面零点及右半平面零点在本规划中怎么满意要求。
由前面的剖析及图3能够看到，整个电路之所以带宽高达100MHz，主要是左半平面零点的值较低，减缓了单位增益频带内幅值及相位的下降。尽管在所规划的电路中这个零点是无害的，但依据耳机音频电路的要求，100MHz的带宽是彻底没有必要的，所以能够在此电路的基础上稍加改善，将电阻RZ1改成100Ω，补偿电容Cc1巨细不变，那么左半平面零点的值为350MHz，此刻单位增益频率为32MHz，左半平面零点对单位增益带宽的巨细不再有影响。
关于右半平面的零点，规划中挑选补偿电容Cc2为2pF，补偿电阻RZ2为1kΩ，则由右半平面零点公式及其应满意的条件（ZRHP≥10倍的增益带宽）能够推出（1/gm3-RZ2）有很大的改变规模。也就是说跨导及电阻能够随实践作业电流、温度、工艺等条件的改变而改变，并且答应存在较大的改变规模。
该电路的输出负载是32Ω的电阻，由于此规划选用的是单电源供电，输出偏置在1.65V，因而在实践电路中需串联一个大的输出耦合电容，以避免直流电流流过耳机形成功率损耗，严峻的甚至有或许危害耳机或者是耳机驱动。此电路中选用的是220μF的电容。参加此电容对电路的低频呼应有必定影响，但仍满意人耳的听力规模要求。
输出电压的摆幅
关于便携式功率扩大器，由于其供电电压的下降，为了得到有用的输出电压就要求输出摆幅尽或许挨近满幅要求。本规划电路选用的是AB类输出结构，因而电压在输出时只丢失一个n管或p管的过驱动电压，使输出电压的规模得到很大进步。下面将在AB输出级的基础上研讨怎么下降n管和p管的过驱动电压，以进一步进步电压摆幅。以n管为例，在n管饱满导通时流过它的静态电流为1mA，那么在这个电流下假如输出管的宽长比获得较大，那么过驱动电压VDSAT=VGS-VTn就能够有较小的值，然后输出电压的最小值将会下降，输出规模增大。相似p管选用较大的宽长比也能够进步最大电压的输出水平。该规划电路挑选的p管的宽长比为3072/1，n管的宽长比为768/1，当然较大的宽长比是以献身面积得到的，但本电路输出级的宽长比相关于同类电路却小得多。
该电路最大输出摆幅可达2.7V，输出电压功率为81.8%，归于大输出电压摆幅，此刻其相应的最大输出功率为29mW。
扩大器的失真
功率扩大器的一个重要的性能指标是总谐波失真加噪声。总谐波失真主要是由非线性元件引起的。在电路结构彻底对称且不存在元件不匹配的情况下偶次谐波失真是能够消除的，但实践上这样谨慎的电路是不存在的，并且关于音频电路来说，对音质影响较大的为奇次谐波失真。由于人耳对奇次谐波失真比较灵敏，而对偶次谐波要差的多。下降总谐波的办法一般是添加适量的内部反应环，选用线性性好的器材来完成的。本文选用的三级扩大电路存在两个内部反应环，与两级扩大电路比较有用地按捺了谐波失真。
测得在3.3V电源电压，1kHz输入信号频率，0dB增益及满摆幅即2.7V输出电压下，该三级扩大电路的总谐波加失真为-68dB。
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